VIRTUAL ANTENNA TECHNOLOGY FOR MOBILE TELEPHONY

PROYECTO FINAL DE CARRERA

VIRTUAL ANTENNA TECHNOLOGY

FOR MOBILE TELEPHONY

Redes de desacoplo para sistemas MIMO 2x2

LTE700 mediante Ground Plane Boosters

(Decoupling networks for MIMO 2x2 LTE700

systems with Ground Plane Boosters)

Estudis: Enginyeria de Telecomunicació

Autor: Albert Argenté Nordbeck

Director/a: Dr. Jaume Anguera Pros, Dra. Aurora

Andújar Linares

Any: 2014

2 Virtual Antenna Technology for Mobile Telephony

ÍNDICE

Colaboraciones ................................................................................................................................ 4 Agradecimientos ............................................................................................................................. 5 Resum del Projecte ......................................................................................................................... 6 Resumen del Proyecto .................................................................................................................... 7 Abstract ........................................................................................................................................... 8 1 INTRODUCCIÓN ....................................................................................................................... 9

1.1 Ámbito y objetivos del Proyecto ......................................................................................... 9 1.2 Estructura del Proyecto..................................................................................................... 11 1.3 Método de trabajo ............................................................................................................ 12 1.4 Conceptos básicos ............................................................................................................. 15

1.4.1 Parámetros de dispersión ............................................................................. 15 1.4.2 Relación de Onda Estacionaria (ROE) ............................................................ 16 1.4.3 Carta de Smith ............................................................................................... 17 1.4.4 Factor de calidad (Q) ..................................................................................... 17 1.4.5 Eficiencia de radiación y de antena ............................................................... 18 1.4.6 Ancho de banda (BW) ................................................................................... 18 1.4.7 Envelope correlation ..................................................................................... 19 1.4.8 MUX ............................................................................................................... 19

2 MIMO: ESTADO DEL ARTE ..................................................................................................... 21 2.1 Introducción ...................................................................................................................... 21 2.2 Ground Plane Boosters ..................................................................................................... 22 2.3 Decoupling Networks ........................................................................................................ 23

2.3.1 90 Degree Hybrid Coupler ............................................................................. 24 2.3.2 180 Degree Hybrid Coupler ........................................................................... 25 2.3.3 Neutralization line ......................................................................................... 26 2.3.4 Otros .............................................................................................................. 28

2.4 Conclusiones ..................................................................................................................... 30 3 SISTEMA MIMO 2X2 LTE700 MEDIANTE GROUND PLANE BOOSTERS.................................. 31

3.1 Introducción ...................................................................................................................... 31 3.2 Híbrido de 90º ................................................................................................................... 35

3.2.1 Simulaciones ................................................................................................. 39 3.3 Neutralization line ............................................................................................................. 43

3.3.1 Simulaciones ................................................................................................. 43 3.4 Conclusiones ..................................................................................................................... 44

4 IMPLEMENTACIÓN FÍSICA ..................................................................................................... 47 4.1 Introducción ...................................................................................................................... 47 4.2 Sistema MIMO 2x2 LTE 700 mediante Ground Plane Boosters ........................................ 47 4.3 Medidas y resultados ........................................................................................................ 49

4.3.1 Prototipo 1 .................................................................................................... 49 4.3.2 Prototipo 2 .................................................................................................... 51 4.3.3 Prototipo 3 .................................................................................................... 53 4.3.4 Prototipo 4 .................................................................................................... 55 4.3.5 Prototipo 5 .................................................................................................... 57 4.3.6 Prototipo 6 .................................................................................................... 59

4.4 Conclusiones ..................................................................................................................... 61 5 CONCLUSIONES ..................................................................................................................... 63

3

6 REFERENCIAS ......................................................................................................................... 67 6.1 Bibliografía ........................................................................................................................ 67 6.2 Patentes ............................................................................................................................ 68 6.3 Páginas Web ...................................................................................................................... 69


COLABORACIONES

El presente proyecto ha sido subvencionado por la empresa de tecnología e

innovación de antenas Fractus S.A. La labor ha sido conducida bajo la dirección

del Dr. Jaume Anguera y de la Dra. Aurora Andújar.

5

AGRADECIMIENTOS

Quisiera agradecer a Fractus S.A. por haberme ofrecido la posibilidad de realizar el

Proyecto Final de Carrera en la empresa. Particularmente quisiera agradecer al Dr. Jaume

Anguera y a la Dra. Aurora Andújar por dirigir este trabajo. Además, quisiera agradecer al Dr.

Carles Puente por compartir su experiencia y conocimiento. También quisiera agradecer la

ayuda y consejos de los compañeros de laboratorio de Fractus en el desarrollo del proyecto.

Finalmente, quisiera mostrar mi agradecimiento a mi familia y amigos por el soporte

mostrado a lo largo de este proyecto y, en general, a lo largo de la carrera.


RESUM DEL PROJECTE

La present investigació estudia les xarxes de desacoblament per a un sistema radiant

MIMO 2x2 LTE700. Aquestes xarxes redueixen la correlació entre antenes per maximitzar la

capacitat de transmissió/recepció. Les tècniques analitzades i el sistema resultant tenen

diverses aplicacions industrials directes, com per exemple, en telefonia mòbil.

La tecnologia emprada es basa a modificar la radiació electromagnètica del Ground

Plane (GP) mitjançant Ground Plane Boosters (GPB). D’altra banda, com a xarxa de

desacoblament, s’ha implementat la neutralization line. El resultat és un dispositiu

antennaless capaç d’operar simultàniament, amb dos ports, en les bandes 13 i 14 de LTE (746

– 798 MHz). Els GPB es basen en la tecnologia virtual antenna.

Per a la realització d’aquest projecte s’ha elaborat una introducció per ambientar al

lector (capítol 1). A continuació, s’ha realitzat un estudi exhaustiu de l’estat de l’art (capítol

2). Seguidament, s’han realitzat les simulacions escaients mitjançant el programari “IE3D”

(Mentor Graphics) i “Microwave Office” (ARW) (capítol 3). Amb ànim de validar els resultats,

s’han realitzat els prototips pertinents amb les xarxes de desacoblament (capítol 4). Finalment

s’ha incorporat un resum amb els resultats i conclusions obtingudes (capítol 5).

7

RESUMEN DEL PROYECTO

La presente investigación estudia redes de desacoplo para un sistema radiante MIMO

2x2 LTE700. Dichas redes reducen la correlación entre antenas para maximizar la capacidad

de transmisión/recepción. Las técnicas analizadas y el sistema resultante tienen diversas

aplicaciones industriales directas, por ejemplo, en telefonía móvil.

La tecnología empleada se basa en modificar la radiación electromagnética del Ground

Plane (GP) mediante Ground Plane Boosters (GPB). Por otro lado, como red de desacoplo, se

ha implementado la neutralization line. El resultado es un dispositivo antennaless capaz de

operar simultáneamente, con dos puertos, en las bandas 13 y 14 de LTE (746 – 798 MHz). Los

GPB se basan en la tecnología virtual antenna.

Para la realización de este proyecto se ha elaborado una introducción para ambientar

al lector (capítulo 1). A continuación, se ha realizado un estudio exhaustivo del estado del arte

(capítulo 2). Seguidamente, se han realizado las simulaciones pertinentes mediante el

software “IE3D” (Mentor Graphics) y “Microwave Office” (ARW) (capítulo 3). Con ánimo de

validar los resultados, se han realizado los prototipos pertinentes con las redes de desacoplo

(capítulo 4). Finalmente se ha incorporado un resumen con los resultados y conclusiones

obtenidas (capítulo 5).


ABSTRACT

This research studies decoupling networks for a MIMO 2x2 LTE700 antenna system.

These networks reduce correlation between antennas in order to maximize the Tx/Rx

capacity. The studied techniques and the resulting system have many industrial direct

applications, for instance, in mobile telephony.

The implemented technology is based on modifying the electromagnetic radiation of

the Ground Plane (GP) by means of Ground Plane Boosters (GPB). Besides, the neutralization

line has been implemented as a decoupling network. The result is an antennaless device

capable of operating simultaneously -with two ports- in the 13 and 14 bands of LTE (746 -798

MHz). The GPB are based on virtual antenna technology.

For the realization of this Project an introduction has been written to present general

knowledge (chapter 1). Afterwards, an exhaustive study of the state of the art has been

displayed (chapter 2). Next, the relevant simulations that have been performed using the

“IE3D” software (Mentor Graphics) and “Microwave Office” (ARW) have been presented

(chapter 3). With the purpose to validate the results, different prototypes with the decoupling

networks have been built (chapter 4). Finally, a summary of the results and conclusions has

been exhibited (chapter 5).

9

1 INTRODUCCIÓN

1.1 ÁMBITO Y OBJETIVOS DEL PROYECTO

El mundo de la telefonía móvil avanza rápidamente para satisfacer las exigentes

demandas de los consumidores. Para ello, las operadoras telefónicas y los fabricantes de

móviles deben invertir constantemente en tecnología para no quedar por detrás de sus

competidores. Por ejemplo: las pantallas deben tener mejor resolución, la cámara más

megapíxeles, una CPU más potente… en definitiva, mejores prestaciones. En la FIG 1-1 se

puede ver la evolución de los dispositivos del año 1994 hasta el 2013.

La intención es reducir el tamaño de los componentes que no aportan un valor directo

(o visible) para el usuario final. De este modo, se intenta reducir el tamaño de la batería a la

vez que se aumenta su capacidad; en cuanto a las dimensiones, el ancho del móvil debe ser

mínimo, a la vez que se maximiza el tamaño de la pantalla; etc. A su vez, la transmisión de voz

y datos va evolucionando para prestar mayor rendimiento. Las diferentes generaciones de

tecnología inalámbrica van desde el 1G (la única analógica) de la década de 1980 hasta el

reciente 4G (LTE) del 2013.

El asunto que se trata en este proyecto es el de aumentar, en relación al estado del arte,

la capacidad de transmisión y/o recepción de las antenas ateniendo limitaciones como la

potencia transmitida o el tamaño de la antena. Concretamente, haciendo uso de la tecnología

FIG 1-1 Evolución de los dispositivos móviles.


MIMO 2x2 para sistemas que operen, principalmente, en las bandas 13 y/o 14 de LTE (Tabla

1-1).

Tabla 1-1 Selección de bandas LTE

Se pretende dar un paso hacia adelante, abandonando los componentes que actúan

propiamente como antena, dando importancia al plano de masa (Ground Plane, GP) presente

en el circuito impreso del móvil (Printed Circuit Board, PCB) como elemento radiante. Para

ello se emplean “cubos” (Ground Plane Boosters, GPB [1]) para modificar el diagrama de

corriente y favorecer la radiación del Ground Plane. Se pueden emplear planos de masa de

distintas áreas, la limitación vendrá dada por el tamaño del móvil. En este caso, haremos uso

de un plano de masa en una PCB de 120 mm x 50 mm impresa en un sustrato de FR4 de 1 mm

de espesor, εr=4.15 y tan=0.013. Los GPB pueden tener diversas geometrías y tamaños, pero

en este proyecto se emplearán de dimensiones 5 mm x 10 mm x 5 mm.

Band Downlink (MHz) Uplink (MHz) Geographical Area Low Middle High Low Middle High

1 2110 2140 2170 1920 1950 1980 All

2 1930 1960 1990 1850 1880 1910 NAR

3 1805 1842 1880 1710 1747 1785 All

4 2110 2132 2155 1710 1732 1755 NAR

5 869 881 894 824 836 849 NAR

6 875 880 885 830 835 840 APAC

7 2620 2655 2690 2500 2535 2570 EMEA

8 925 942 960 880 897 915 All

9 1844,9 1862 1879,9 1749,9 1767 1784,9 APAC

10 2110 2140 2170 1710 1740 1770 NAR

11 1475,9 1485 1495,9 1427,9 1437 1447,9 Japan

12 729 737 746 699 707 716 NAR

13 746 751 756 777 782 787 NAR

14 758 763 768 788 793 798 NAR

17 734 740 746 704 710 716 NAR

18 860 867 875 815 822 830 Japan

19 875 882 890 830 837 845 Japan

20 791 806 821 832 847 862 EMEA

APAC: Asia and Pacific; EMEA: Europe Middle East and Africa; NAR: North American Region

11

La problemática de la tecnología MIMO1 reside en mantener las antenas con una

eficiencia de radiación lo más alta posible y, a su vez, mantenerlas incorreladas y con un

acoplo mutuo (mutual coupling) mínimo. De este modo se puede maximizar la capacidad que

las antenas pueden llegar a ofrecer.

El objetivo de este proyecto reside en minimizar el acoplo mutuo manteniendo al

máximo la eficiencia de radiación en sistemas MIMO 2x2 LTE700. Para lograrlo se han

estudiado diferentes técnicas con componentes pasivos, en concreto el híbrido de 90º y la

neutralization line. Tras examinar los resultados, se ha decidido implementar la neutralization

line. Por otro lado, la elección de la banda LTE700 reside en la dificultad de reducir el mutual

coupling a estas frecuencias. Esto es debido a una longitud de onda de 40 cm (a 750 MHz) en

comparación a la separación física de 5 cm entre los puertos de las antenas.

¿Es posible reducir el mutual coupling? ¿Es posible reducirlo sin perjudicar otros

parámetros como la eficiencia de radiación de la antena? ¿Cuál es la mejora frente al mismo

sistema MIMO 2x2 sin red de desacoplo? ¿Qué limitaciones se presentan? Éstas son las

principales preguntas que se han planteado y se han intentado dar respuesta a lo largo del

trabajo.

1.2 ESTRUCTURA DEL PROYECTO

Se ha decidido estructurar el trabajo en cinco capítulos principales:

1. INTRODUCCIÓN

2. MIMO: ESTADO DEL ARTE

3. SISTEMA MIMO 2x2 LTE700 MEDIANTE GROUND PLANE BOOSTERS

4. IMPLEMENTACIÓN FÍSICA

5. CONCLUSIONES

1 MIMO: Multiple-input Multiple-output


El primer capítulo introduce la temática tratada, verificando diversos puntos. Al inicio

se introduce al lector en el contexto actual en el que se encuentra la telefonía móvil. De este

modo se enmarca el problema que se quiere acometer. A continuación se explica cómo está

estructurado el proyecto y la metodología empleada en el trabajo. Finalmente, se hace un

repaso de conceptos básicos para la correcta comprensión y seguimiento del proyecto.

El segundo presenta un resumen del estudio realizado sobre el estado del arte en

sistemas para la minimización del acoplo mutuo en sistemas MIMO. Para este propósito se

introduce el Ground Plane Booster, elemento utilizado en el sistema implementado (es

pertinente recordar que el Ground Plane Booster no es una antena en sí mismo). A

continuación se presentan las dos decoupling networks estudiadas en el proyecto: el híbrido

de 90º y la neutralization line. Al término del capítulo se presentan las conclusiones

oportunas.

El tercer capítulo se centra en las simulaciones, con la ayuda del software

correspondiente, del dispositivo a implementar. Éstas permiten estudiar y comparar los

diversos resultados con ánimo de sentar las bases del capítulo cuatro. A partir de estas

simulaciones se toman las decisiones pertinentes en cuanto a diseño y selección de

componentes.

En el cuarto capítulo se explica la implementación física del dispositivo a diseñar,

partiendo de los resultados obtenidos en la sección anterior. Se muestran las medidas de los

diversos prototipos para ver hasta qué punto tienen validez las simulaciones obtenidas, qué

limitaciones se encuentran, qué soluciones se proponen, etc.

Finalmente se dedica un quinto capítulo para presentar las conclusiones del trabajo

realizado y se proponen posibles líneas futuras de investigación.

1.3 MÉTODO DE TRABAJO

El presente proyecto se ha realizado siguiendo una estructura metódica para mantener

el rigor requerido en una investigación científica. Asimismo se han repasado conocimientos

fundamentales para evitar cualquier carencia a la hora de llevar a cabo el proyecto.

13

Además, se han estudiado una compilación de publicaciones (IEEE, conferencias,

patentes…) para comprender el estado del arte. De este modo se han podido fijar unos

objetivos con sentido dentro del marco de investigación existente. Se han estudiado

diferentes alternativas para solventar el objetivo señalado: minimizar el mutual coupling. La

decisión ha tenido en cuenta que la propuesta debía ser implementada para un sistema

antennaless determinado con Ground Plane Boosters.

A continuación se ha realizado el diseño del dispositivo con el software de simulación

electromagnética (EM) “IE3D” de la compañía Mentor Graphics (anteriormente Zeland

Software). Con este diseño se ha proseguido a implementar la red de desacoplo (decoupling

network) utilizando el software “Microwave Office” de la compañía ARW.

Tras haber seleccionado una decoupling network y haber hecho un análisis exhaustivo

del mejor método de implementación, se ha procedido a implementar el dispositivo. Se ha

realizado una máscara con AutoCAD y se ha impreso en papel vegetal. Dicha máscara evita

que la luz ultravioleta ataque el material fotosensible, de este modo se da forma a la PCB. Es

importante trabajar con luz amarilla dado que la blanca también ataca el material

fotosensible. El dispositivo se ha fabricado en el laboratorio (FIG 1-2) a partir de una lámina

de FR4 de 1 mm de espesor, εr=4.15 y tan=0.013.

FIG 1-2 Laboratorio donde se fabrican las PCB


Posteriormente, en el puesto de trabajo (FIG 1-3), se han soldado los Ground Plane

Boosters y los componentes pertinentes a la PCB. Este proceso se ha realizado tomando

medidas con el analizador de redes Agilent E5062A (FIG 1-4). En función de los resultados se

han realizado los cambios necesarios para ajustar los parámetros de dispersión. Los

parámetros obtenidos con el analizador se han introducido en Microwave Office de nuevo

para poder rehacer las simulaciones.

FIG 1-3 Material y puesto de trabajo en el laboratorio de Fractus.

FIG 1-4 Analizador de redes Agilent E5062A

15

Por último, se han tomado las medidas de campo y de eficiencia de antena en la cámara

anecoica Satimo SG 32 (FIG 1-5) [2]. Estas medidas permiten estudiar un comportamiento

cercano al real al ver la radiación de la antena en los distintos ángulos del espacio. Procesando

estas medidas en MATLAB se ha calculado la MUX [3], parámetro fundamental para el estudio

de este proyecto.

FIG 1-5 Cámara anecoica Satimo SG 32

1.4 CONCEPTOS BÁSICOS

1.4.1 Parámetros de dispersión

Los parámetros de dispersión (Scattering parameters) relacionan entre sí las ondas

entrantes y salientes de un sistema (1.1). De este modo, el circuito queda totalmente

caracterizado. Dada la dificultad al medir los voltajes y corrientes a frecuencias de microondas

(debido a las ondas transmitidas, incidentes y reflejadas), los parámetros de dispersión son

una buena herramienta para representar con facilidad dichas medidas.


(1.1)

El parámetro Sij queda representado por la relación Vi-/ Vj

+, donde Vi- representa la onda

reflejada en el puerto i y Vj+ representa la onda incidente del puerto j. (La onda incidente en

los demás puertos j≠k es nula). Por otro lado se puede definir la matriz de parámetros S de

dimensión NxN, con N igual al número de puertos de la red (1.2).

(1.2)

1.4.2 Relación de Onda Estacionaria (ROE)

La Relación de Onda Estacionaria (1.3) es la relación entre tensión incidente y reflejada

(o corriente, según se defina).

ROE = 𝑉𝑚𝑎𝑥

𝑉𝑚𝑖𝑛 =

𝑉𝑖 +𝑉𝑟

𝑉𝑖−𝑉𝑟

(1.3)

Donde Vi es la onda de tensión incidente y Vr la onda de tensión reflejada. Por otro lado,

se puede expresar en función del parámetro S11 (1.4):

ROE = 1+|𝑆11|

1−|𝑆11| (1.4)

17

1.4.3 Carta de Smith

La carta de Smith (FIG 1-6) es una ayuda gráfica de gran utilidad para resolver problemas

con líneas de transmisión. Es una de las herramientas más utilizadas para problemas que

conlleven trabajar con coeficientes de reflexión e impedancias complejas (por ejemplo, para

realizar una adaptación de impedancias y conseguir la máxima transferencia de potencia)

1.4.4 Factor de calidad (Q)

El factor de calidad (Q) es una medida de las pérdidas de un circuito resonante (1.5). A

mayor Q menores pérdidas.

Q = 𝑀𝑒𝑑𝑖𝑎 𝑒𝑛𝑒𝑟𝑔í𝑎 𝑎𝑙𝑚𝑎𝑐𝑒𝑛𝑎𝑑𝑎

𝑝é𝑟𝑑𝑖𝑑𝑎 𝑑𝑒 𝑒𝑛𝑒𝑟𝑔í𝑎 / 𝑠𝑒𝑔𝑢𝑛𝑑𝑜 (1.5)

FIG 1-6 Carta de Smith


El factor de calidad Q es de gran importancia al escoger los componentes que se utilizan

en un circuito. A mayor Q, mejor es la respuesta de un elemento (presenta menos pérdidas,

tendiendo al comportamiento ideal). Para las simulaciones se hace uso de componentes

ideales (Q infinita).

1.4.5 Eficiencia de radiación y de antena

La eficiencia de radiación (ηr) y la eficiencia de antena (ηa) son dos parámetros

fundamentales para conseguir la máxima transferencia de potencia. La eficiencia de radiación

(1.6) es la relación entre potencia radiada y potencia entregada a la antena.

(1.6)

Por otro lado, la eficiencia de antena (1.7) representa la relación entre la potencia

entregada al puerto de la antena y la que retorna al sistema. La potencia que retorna queda

caracterizada por el parámetro S11 y S21.

1.4.6 Ancho de banda (BW)

El ancho de banda de una antena es el margen de frecuencias (o banda) a las que opera

satisfactoriamente (1.8). Encontrándose limitado debido a la geometría finita de la antena.

El ancho de banda (BW) se puede expresar como la relación entre el margen de

frecuencias en que se cumplen las especificaciones y la frecuencia central. Esta relación suele

expresarse en forma de porcentaje.

𝐵𝑊 =𝑓max − 𝑓min

𝑓o (1.8)

ηa = ηr · (1- |S11|2-|S21|2) (1.7)

19

1.4.7 Envelope correlation

La envelope correlation [3] permite medir la correlación entre dos antenas. Este

parámetro sirve para calcular el valor de MUX. Dos maneras de calcular el parámetro son

(1.09) y (1.10)

(1.9)

(1.10)

Donde 𝐹 𝑖(θ, Φ) representa la radiación del campo cuando se excita la antena i (1.9).

Por otro lado, i, j representan cada antena de las N antenas en el sistema MIMO (1.10).

1.4.8 MUX

En los sistemas MIMOS es imprescindible saber el grado de acoplo entre antenas.

Típicamente, el parámetro básico para calcular este acoplo ha sido el parámetro S21. Sin

embargo, se ha demostrado que este parámetro no es del todo preciso. En [3] se encuentra

una explicación de este problema, y se propone una solución detallada. Para calcular la

correlación entre antenas, se emplean los campos de radiación E. Finalmente, para calcular

el rendimiento de los sistemas MIMO se utiliza el parámetro MUX (1.11) que se basa en los

campos de radiación E y la eficiencia de cada antena. (La fórmula (1.11) es válida bajo la

suposición de alta SNR y un entorno isotrópico). Los parámetros η1, η2 representan la

eficiencia de cada antena, mientras que ρ es la envelope correlation.


(1.11)

En el presente trabajo se ha tomado la medida del parámetro MUX como objetivo a

incrementar. Para poder afirmar que los dispositivos con red de desacoplo son mejores que

sin ella, se debe comparar el valor de MUX. Si el resultado es mayor, el sistema en general es

mejor.

21

2 MIMO: ESTADO DEL ARTE

2.1 INTRODUCCIÓN

Una de las grandes problemáticas de los sistemas MIMO reside en minimizar el mutual

coupling. Para ello se han propuesto varias soluciones, con componentes pasivos, para

intentar paliar el problema. En este proyecto se analizan dos redes de desadaptación

(decoupling networks) concretas: el híbrido de 90º y la neutralization line para las bandas de

LTE 13 (uplink: 777 – 787 MHz; downlink: 746 – 756 MHz) y 14 (uplink: 788 – 798 MHz;

downlink: 758 – 768 MHz). La selección de estas bandas le añade una dificultad a nuestro

propósito, ya que la baja frecuencia empleada implica una longitud de onda superior al

tamaño del sistema con el que trabajamos (f=750 MHz ≡ λ=400 mm). La separación entre los

puertos del sistema es de 50 mm.

En la actualidad, multitud de teléfonos móviles que salen nuevos al mercado están

diseñados para ofrecer servicios de LTE. Cada modelo está adaptado a unas bandas de LTE en

función del país donde se vende. Sin embargo, a día de hoy, los teléfonos móviles de uso

comercial más vendidos no soportan tecnología MIMO para servicios 4G (LTE). A continuación

se muestran algunos de los modelos actuales y las bandas a las que operan:

FIG 2-1 iPhone 5s [W. 1]


Como se puede observar, estos dispositivos operan en múltiples bandas LTE, pero no

ofrecen MIMO.

2.2 GROUND PLANE BOOSTERS

El Ground Plane Booster es un elemento capaz de aumentar la transmisión o recepción

de la radiación electromagnética, pero no es una antena en sí mismo (FIG 2-4, FIG 2-5). Es por

ello que la tecnología empleada en este sistema se denomina antennaless. La ventaja que

ofrece es que su dimensión puede ser menor que 1

50 del tamaño de la longitud de onda de la

frecuencia a la que opera [PAT. 1] - [PAT. 8]. Su reducido tamaño lo hace más atractivo que

otros sistemas como, por ejemplo, la antena PIFA (Planar Inverted-F Antenna).

FIG 2-3 Sony Xperia Z2 [W. 3]

FIG 2-2 Samsung Galaxy S5 [W. 2]

23

Debido a las características que presentan, los Ground Plane Boosters se han utilizado

como parte fundamental del dispositivo implementado. En concreto, los GPB modifican el

primer modo de resonancia del Ground Plane permitiendo ajustarlo a la banda de interés. Se

puede encontrar una descripción más detallada en [1].

2.3 DECOUPLING NETWORKS

Con ánimo de resolver las hipótesis planteadas en este trabajo y poder reducir el acoplo

entre los dos puertos, se han estudiado diversas decoupling networks.

FIG 2-5 Ground Plane Boosters de tamaño 5 mm x 5mm x 5mm antes de ser soldados a la PCB.

Plano de masa de 120 mm x 50 mm impreso sobre FR4 de 1mm de espesor, r=4.15, tan=0.013

FIG 2-4 Modelo de un Ground Plane Booster. [PAT. 1] - [PAT. 8]


2.3.1 90 Degree Hybrid Coupler

En este modelo se propone implementar un híbrido de 90º con componentes pasivos

(bobinas y condensadores) en vez de líneas de transmisión [4]. El esquema equivalente queda

como en la FIG 2-6.

(2.1)

(2.2)

A modo de ejemplo, sabiendo que en un híbrido de 90º con líneas de transmisión se

tiene Z1=35,35Ω y Z2=50Ω, para la frecuencia f=750 MHz se obtienen los siguientes valores

L1=7,5 nH, C1=6 pF L2=10,6 nH y C2=4,2 pF (ver (2.1), (2.2)). Esta frecuencia sería una posible

elección si se trabaja en LTE700.

FIG 2-6 (a) línea de transmisión de λ/4 y su equivalente LC. (b) Esquema equivalente del híbrido de 90º.

25

FIG 2-7 Medida de los parámetros S de la antena propuesta en [4] con híbrido integrado y adaptación de impedancias. Los componentes del híbrido están adaptados a 710 MHz.

2.3.2 180 Degree Hybrid Coupler

Se propone utilizar un híbrido de 180º para reducir la correlación entre cuatro antenas

([5] y [6]). Aunque el estudio realizado se centra f = 5,2 GHz, se ha querido plasmar otra

posible técnica empleada actualmente. En la FIG 2-8 se muestra un esquema del posible

circuito, con la red de desacoplo entre los puertos y las antenas. A su vez, en la FIG 2-9 se

indica la estructura del híbrido empleado.

FIG 2-8 Esquema del circuito decorrelador para un array de antenas MIMO 4x4


2.3.3 Neutralization line

El artículo [8] es de gran importancia para el presente trabajo. Se utiliza una

neutralization line para reducir el mutual coupling e incrementar la eficiencia total de las dos

antenas. También se demuestra que la técnica empleada se puede extrapolar para el caso de

cuatro antenas. En la FIG 2-10 se puede un posible esquema de esta técnica implementada.

En [8] se ha implementado un prototipo como el de la FIG 2-10 y se han comparado los

resultados para ver el comportamiento de la neutralization line. Se puede apreciar una mejora

notable en los parámetros S al introducir la neutralization line. En la FIG 2-11 y FIG 2-12 se

puede ver dicha comparación. Pese a la mejora, se debe estudiar la posible mejora en la

FIG 2-9 El esquemático (a) y el híbrido (b)

FIG 2-10 Dos antenas PIFA unidas por la neutralization line.

27

eficiencia de antena y la correlación para cerciorar que la mejora no es causada por pérdidas

introducidas por la neutralization line. El artículo mencionado ha realizado las medidas

necesarias de eficiencia y correlación para corroborar el resultado positivo de esta técnica de

desacoplo.

FIG 2-11 Parámetros S simulados y medidos de la antena de FIG 2-10 sin neutralization line

FIG 2-12 Parámetros S simulados y medidos de la antena de FIG 2-10 con neutralization line


Por otro lado, en [9] se ha realizado la propuesta de la FIG 2-13. Este esquema ha sido

el punto de partida en la decoupling network basada en la neutralization line. Debido a su

simplicidad en el número de componentes y los resultados obtenidos tras las simulaciones.

FIG 2-13 Esquemático de la Decoupling Network propuesta en [9].

Al esquema de la FIG 2-13 con la bobina L2 uniendo los dos puertos se nombra lumped

neutralization line; a diferencia de cuando se utiliza una línea de transmisión, que se

denomina neutralization line.

2.3.4 Otros

La falta de una técnica o red de desacoplo que funcione para una gran multitud de

dispositivos, sin importar el circuito implementado, provoca que haya diversas propuestas. A

continuación se numeran algunas para que el lector tenga una variedad de ejemplos.

En [10] se introduce un Baffle entre las dos antenas como se puede ver en la FIG 2-14.

Dicho Baffle se ha colocado en distintos lugares para estudiar las diferencias según su posición

en el espacio.

29

FIG 2-14 Esquema propuesto con un Baffle para reducir el mutual coupling

Por otro lado se puede utilizar dos slots y dos monopolos como elementos parásitos

[11]. De este modo, se aborda el problema del acoplo con una propuesta distinta a las

anteriormente mencionadas.

Finalmente, se expone la propuesta de [12] donde se introduce un elemento entre dos

dipolos de modo que cancele el acoplo tal y como se describe en la FIG 2-16.

FIG 2-15 Dispositivo con dos elementos parásitos con ánimo de reducir el acoplo mutuo


FIG 2-16 Posible método de desacoplo (izquierda) y las dimensiones de una posible estructura

(derecha).

2.4 CONCLUSIONES

Como se ha visto en el presente capítulo, muchos son los esfuerzos que se están

destinando para solventar la problemática que presentan los sistemas MIMO. A menor

separación entre antenas, mayor acoplo. Este percance es especialmente crítico en telefonía

móvil debido al reducido tamaño de los dispositivos (en comparación, por ejemplo, con los

ordenadores portátiles). Como se comenta en el capítulo primero, la longitud de onda λ0 = 40

cm (a 750 MHz) es una distancia crítica para una separación física de 5 cm entre los puertos

de las antenas. Además de la limitación espacial, el acoplo mutuo no puede reducirse con la

polarización ni con el diagrama de radiación ya que éstos están limitados por la funcionalidad

y especificaciones del móvil.

31

3 SISTEMA MIMO 2X2 LTE700 MEDIANTE

GROUND PLANE BOOSTERS

3.1 INTRODUCCIÓN

En el presente capítulo se exhiben y se analizan las simulaciones realizadas para el

estudio de las dos redes de desacoplo: híbrido de 90º y neutralization line. A su vez, se dedica

un capítulo final con las conclusiones obtenidas de dichas simulaciones. El objetivo de las

redes de desacoplo es conseguir un sistema MIMO que mejore la eficiencia de multiplexación

en comparación a un sistema ausente de red de desacoplo.

Se ha diseñado el sistema específicamente para las bandas 13 y 14 de LTE (Tabla 1-1),

esto es, de 746 MHz a 798 MHz. La elección de estas bandas es consecuencia de la dificultad

de operar a baja frecuencia (LTE 700) en comparación a hacerlo en alta frecuencia (LTE 1900

o incluso LTE 2100). De este modo, los resultados se pueden trasladar a frecuencias superiores

con más sencillez en caso de que en bandas altas fuese necesario utilizar redes de desacoplo.

Por otro lado, no se ha abarcado más ancho de banda debido a las limitaciones tanto del

híbrido como de la neutralization line. A lo largo de este capítulo se analizan estas limitaciones

de ancho de banda.

Para el diseño de este dispositivo se han colocado dos Ground Plane Boosters (GPB), de

tamaño 5 mm x 10 mm x 5mm, en cada esquina superior (FIG 3-1). A su vez, el Ground Plane

(GP) consiste en una Printed Circuit Board (PCB) de 120 mm x 50 mm impresa en un sustrato

FIG 3-1 Esquema con dos Ground Plane Boosters (dimensiones 5 mm x 10 mm x 5 mm). El diseño se ha realizado mediante el software “IE3D”. Plano de masa de 120 mm x 50 mm impreso sobre

FR4 de 1 mm de espesor, r=4.15, tan=0.013.


de FR4 de 1 mm de espesor, εr=4.15 y tan=0.013. Este es el dispositivo que se ha utilizado

en todas las simulaciones y medidas a lo largo del proyecto pues es representativo del tamaño

de un smartphone. La FIG 3-2 muestra con detalle las dimensiones del prototipo a

implementar.

Para cada decoupling network se ha simulado en Microwave Office con el fin de

encontrar el valor de los componentes que mejor se adaptan al dispositivo formado por el

plano de masa con los dos GPB. Tras simular el sistema resultante, sin decoupling network, en

la banda 700 MHz – 800 MHz se obtienen unos parámetros S no inferiores a -0,5 dB (Error!

Reference source not found.). Esto refleja en primer lugar el carácter no-resonante de los

GPB previa a su fase de adaptación de impedancias. Se puede ver en la carta de Smith (FIG

3-4) que los puertos están totalmente desadaptados, quedando fuera del círculo ROE = 3.

FIG 3-3 Parámetros S del dispositivo sin adaptar2

2 Las gráficas presentes en el capítulo 3 son simulaciones realizadas mediante el software Microwave Office.

600 650 700 750 800 850

Frequency (MHz)

-12

-10

-8

-6

-4

-2

0

(dB

)

700 MHz-0.16 dB

800 MHz-0.35 dB

DB(|S(1,1)|)2 boosters




FIG 3-2 Dimensiones del prototipo con dos puertos

33

FIG 3-4 Carta de Smith del dispositivo sin adaptar.

Para considerar que se tiene una buena adaptación, es necesario que los parámetros

S11 y S22 sean inferiores a -6 dB, es decir, que queden en el interior del círculo ROE = 3. Para

lograrlo, se ha empleado una Broadband Matching Network [13]. Los componentes

empleados se pueden ver en FIG 3-5. El elemento “2Boosters” es el equivalente a la respuesta

del sistema de FIG 3-1. A lo largo de todo el trabajo se emplea este subsistema y se intenta

adaptar con los componentes pertinentes (ver FIG 3-5 a modo de ejemplo).

La razón del nombre “2Boosters” reside en que en cada esquina hay dos GPB (5 mm x

5mm x 5 mm) que forman un GPB de mayor tamaño (5 mm x 10 mm x 5 mm). El hecho de

hacerlo así es que en la fase de prototipado se han utilizado Boosters de 5 mm x 5mm x 5 mm

uno al lado de otro pues el Booster de 5 mm x 5mm x 5 mm se utiliza en otros proyectos como

elemento para ofrecer operación en GSM850/900 y también en las bandas

GSM1800/1900/UMTS/LTE2300/2500.


El ancho de banda es 7.9% (ROE ≤ 3) (FIG 3-6 y FIG 3-7). Aunque el parámetro S21, que

nos indica el grado de acoplo entre puertos, no se sitúa por debajo de los -8 dB. El valor S21≤

-10dB se ha tomado a lo largo del trabajo como condición para asegurar un mutual coupling

aceptable.

FIG 3-6 Parámetros S del esquema de la FIG 3-5

700 750 800 850

Frequency (MHz)

-12

-10

-8

-6

-4

-2

0

(dB

)

745 MHz-6.0 dB

807 MHz-6.0 dB

DB(|S(1,1)|)

2 boosters

DB(|S(2,1)|)

2 boosters

DB(|S(1,2)|)

2 boosters

DB(|S(2,2)|)

2 boosters

FIG 3-5 Esquema del dispositivo MIMO con Broadband Matching Network. Las inductancias de 41.2 nH ofrecen resonancia en la frecuencia de 772 MHz, mientras que las redes de banda ancha

permiten obtener un bucle compacto de impedancia

INDID=L1P1L=41.2 nH

INDID=L1P2L=41.2 nH

INDID=L2P1L=2.7 nH

INDID=L2P2L=2.7 nH

CAPID=C2P1C=12.2 pF

CAPID=C2P2C=12.2 pF

1 2

SUBCKTID=S1NET="2Boosters"

PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

Broadband Matching Network Broadband Matching Network

35

FIG 3-7 Carta de Smith del esquema de la FIG 3-5

Puesto que el valor de aislamiento ronda los 8 dB, y con el objetivo de aumentarlo por

encima de los 10 dB, se propone en las siguientes secciones la inclusión de redes de

desacoplo.

3.2 HÍBRIDO DE 90º

Como red de desacoplo se utiliza un híbrido de 90º [4]. En vez del híbrido con líneas de

transmisión (FIG 3-8) se ha implementado el híbrido con componentes pasivos (FIG 3-9). Los

valores empleados a la frecuencia f=750 MHz son los siguientes L1=7,5 nH, C1=6 pF L2=10,6 nH

y C2=4,2 pF (ver ecuaciones (2.1), (2.2)).

FIG 3-8 Esquema de un híbrido de 90º con líneas de transmisión

TLINID=TL1Z0=35.35 OhmEL=90 DegF0=750 MHz

TLINID=TL2Z0=35.35 OhmEL=90 DegF0=750 MHz

TLINID=TL3Z0=50 OhmEL=90 DegF0=750 MHz


PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

PORTP=3Z=50 Ohm

PORTP=4Z=50 Ohm


FIG 3-9 Esquema equivalente a un híbrido de 90º con bobinas y condensadores

Dado que los condensadores C1 y C2 están en paralelo, se ha introducido el esquema

equivalente e incorporado al diagrama como C1 + C2.

La ecuación (3.1) son los parámetros S del híbrido de 90º dispuesto como en la FIG 3-8.

Por otro lado, la FIG 3-10 muestra el esquema de los coeficientes de reflexión del sistema

resultante al emplear el híbrido [7].

(3.1)

CAPID=C1 + C2C=11.2 pF

INDID=L2L=38.7 nH


INDID=L1L=7.1 nH

INDID=L1L=7.1 nH



INDID=L2L=26 nH

PORTP=2Z=50 Ohm

PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=3Z=50 Ohm

PORTP=4Z=50 Ohm

37

A continuación se muestra el comportamiento de la FIG 3-10, teniendo en cuenta que

sólo se alimenta el puerto 1 y, por tanto, a4 = 0.

b1’ = s11’a1’ + s12’a2’ b2’ = s21’a1’ + s22’a2’

(3.2)

b1’ = s11’b2𝑒−𝑗∅1 + s12’b3𝑒−𝑗∅2

b2’ = s21’b2𝑒−𝑗∅1 + s22’b3𝑒−𝑗∅2 (3.3)

b1’ = s11’(−𝑗

√2 )a1𝑒−𝑗∅1+ s12’(

−1

√2 )a1𝑒−𝑗∅2

b2’ = s21’(−𝑗

√2 )a1𝑒−𝑗∅1+ s22’(

−1

√2 )a1𝑒−𝑗∅2

(3.4)

Por otro lado tenemos,

b1 = (−1

√2 )(ja2 + a3)

b4 = (−1

√2 )(a2 + ja3)

(3.5)

a2 = b1’𝑒−𝑗∅1

a3 = b2’𝑒−𝑗∅2 (3.6)

FIG 3-10 Esquema de los coeficientes de reflexión en el híbrido con dos líneas de Tx y un bipuerto en representación de la antena.


Idealmente, los parámetros S12’ y S21’ de las ecuaciones (3.9) y (3.10) son equivalentes

a 0. En este caso las antenas quedarían desacopladas. Sin embargo, los parámetros S12’ y S21’

del esquema de la FIG 3-10 son distintos de 0 debido al comportamiento no ideal de la antena.

De este modo nos queda,

b1 = (−1

√2 ) [ j(s11’(

−𝑗

√2 )a1𝑒−𝑗∅1 + s12’(

−1

√2 )a1𝑒−𝑗∅2)𝑒−𝑗∅1

+

+ (s21’(−𝑗

√2 )a1𝑒−𝑗∅1+ s22’(

−1

√2 )a1𝑒−𝑗∅2)𝑒−𝑗∅2]

(3.7)

b4 = (−1

√2 ) [ (s11’(

−𝑗

√2 )a1𝑒−𝑗∅1 + s12’(

−1

√2 )a1𝑒−𝑗∅2)𝑒−𝑗∅1

+

+ j (s21’(−𝑗

√2 )a1𝑒−𝑗∅1+ s22’(

−1

√2 )a1𝑒−𝑗∅2)𝑒−𝑗∅2]

(3.8)

b1 = (−1

2 )a1[ s11’𝑒−2𝑗∅1 - js12’𝑒−𝑗(∅1+∅2)

-

- js21’𝑒−𝑗(∅1+∅2)- s22’𝑒−2𝑗∅2] (3.9)

b4 = (−1

2 )a1[ -js11’𝑒−2𝑗∅1 - s12’𝑒−𝑗(∅1+∅2)

+

+ s21’𝑒−𝑗(∅1+∅2)- js22’𝑒−2𝑗∅2] (3.10)

39

3.2.1 Simulaciones

Para ver hasta qué punto es factible sustituir el circuito con líneas de transmisión por

componentes pasivos, se ha realizado una comparación de los parámetros de fase (FIG 3-11,

FIG 3-12, FIG 3-13 y FIG 3-14)).

FIG 3-11 Parámetros S del híbrido con líneas de transmisión

FIG 3-12 Fase de los puertos 2 y 3 del híbrido con líneas de transmisión

650 700 750 800 850

Frequency (MHz)

-80

-60

-40

-20

0

(dB

)

698 MHz-3.31 dB

798 MHz-3.26 dB

758 MHz-40 dB

742 MHz-40 dBDB(|S(2,1)|)

Hibrid

DB(|S(3,1)|)Hibrid

DB(|S(1,1)|)Hibrid

650 700 750 800 850

Frequency (MHz)

-200

-100

0

100

200

Án

gu

lo (

º)

Ang(S(2,1)) (Deg)

Hibrid

Ang(S(3,1)) (Deg)

Hibrid


Tal y como se puede ver en las gráficas (FIG 3-11 - FIG 3-14), el híbrido con componentes

tiene un comportamiento similar al híbrido con líneas de transmisión. En concreto, debemos

comparar las gráficas de los Parámetros S por un lado (FIG 3-11, FIG 3-13) y las gráficas de las

fase por el otro (FIG 3-12, FIG 3-14).

Tras el estudio de su comportamiento, se ha unido el diseño del híbrido con el del

dispositivo (con los GPB) y la Broadband Matching Network (FIG 3-15).

FIG 3-13 Parámetros S del híbrido con componentes

FIG 3-14 Fase de los puertos 2 y 3 del híbrido con componentes

650 700 750 800 850

Frequency (MHz)

-80

-60

-40

-20

0

(dB

)

798 MHz-3.39 dB

698 MHz-3.53 dB

753.1 MHz-40 dB

747 MHz-40 dB

DB(|S(1,1)|)90º Hybrid 750 MHz



650 700 750 800 850

Frequency (MHz)

-200

-100

0

100

200

Ángulo

(º)

Ang(S(3,1)) (Deg)

90º Hybrid 750 MHz

Ang(S(2,1)) (Deg)

90º Hybrid 750 MHz

41

FIG 3-15 Esquema del dispositivo MIMO con Broadband Matching Network e híbrido.

Para adaptar correctamente el sistema, se han realizado diversas simulaciones sintonizando

los componentes. Por tanto, los valores originales del híbrido se han ajustado para cumplir

los requisitos. La estructura interior del híbrido de la FIG 3-15 es la mostrada en FIG 3-16.

FIG 3-16 Diseño del híbrido resultante de la optimización

El sistema resultante (FIG 3-15) tiene un ancho de banda 9.6% abarcando de 744 MHz

a 819 MHz (ROE ≤ 3). Sin embargo, el parámetro S21 (igual a S12 por reciprocidad) no logra

mantenerse estable por debajo de -8 dB (FIG 3-17, FIG 3-18). Este hecho implica que el ancho

INDID=L1L=L1 nH

INDID=L2L=L2 nH

INDID=L3L=L1 nH

INDID=L4L=L2 nH

CAPID=C1C=C1 pF

CAPID=C2C=C1 pF

1 2


1 2

3

4

SUBCKTID=S2NET="90º Hybrid 750 Mhz"

PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

L1=43.5L2=20C1=8.6


INDID=L2L=2.6 nH

CAPID=C1C=13.1 pF

INDID=L1L=3.9 nH

INDID=L3L=3.9 nH

CAPID=C2C=20 pF

CAPID=C3C=20 pF

INDID=L4L=5.9 nH

PORTP=2Z=50 Ohm

PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=3Z=50 Ohm

PORTP=4Z=50 Ohm


de mejora estará limitado y dificultará mejorar el parámetro MUX en relación al sistema sin

decoupling network.

FIG 3-17 Parámetros S del sistema (FIG 3-15)

FIG 3-18 Carta de Smith (FIG 3-15)

Como alternativa al híbrido de 90º y con el objetivo de simplificar el número de

componentes, se procede en la siguiente sección a estudiar un método más sencillo basado

en una línea de neutralización.

700 750 800 850

Frequency (MHz)

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

0

(dB

)

783 MHz-8 dB

760 MHz-8 dB

819 MHz-6 dB

744 MHz-6 dB

DB(|S(1,1)|)2GPB con híbrido



43

3.3 NEUTRALIZATION LINE

Debido a su sencillez la neutralization line es una decoupling network muy interesante.

Su diseño consiste en unir cada puerto mediante una línea de transmisión, bobina… [8], [9].

Con esta técnica se consigue desacoplar los puertos en un ancho de banda limitado,

manteniendo los parámetros S11 y S22 en un círculo de ROE ≤ 3. En el apartado simulaciones

se estudian los resultados con detalle.

3.3.1 Simulaciones

Del mismo modo que con el híbrido, se han realizado simulaciones para obtener unos

resultados de S11, S22 inferiores a -6 dB y S12, S21 inferiores a -8 dB. Este diseño (FIG 3-19)

destaca por su simplicidad. El hecho que tenga pocos elementos (en comparación al híbrido,

por ejemplo) implica que las pérdidas causadas por los componentes serán menores que

otros sistemas más complejos.

FIG 3-19 Esquema del dispositivo MIMO con lumped neutralization line.

Por un lado, se puede observar que los resultados son satisfactorios ya que S11 y S22 son

inferiores a -6 dB más allá de la banda de interés (746 – 798 MHz) y, por lo tanto, quedan

circunscritos por el círculo ROE = 3 (FIG 3-20, FIG 3-21). Sin embargo, el parámetro S21 ofrece

muy buenas prestaciones en una banda menor a la deseada. Éste parámetro queda por

debajo de -8 dB de 762 MHz a 798 MHz.

INDID=L2L=11.4 nH

INDID=L7L=19.3 nH

INDID=L1L=19.3 nH

INDID=L1P2L=41 nH

INDID=L1P1L=41 nH

1 2SUBCKTID=S1NET="2Boosters"

PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm


FIG 3-20 Parámetros S del sistema MIMO con neutralization line.

FIG 3-21 Carta de Smith del sistema MIMO con neutralization line.

3.4 CONCLUSIONES

Las dos decoupling networks estudiadas han resultado efectivas al mantener el

parámetro S21 (equivalente a S12 por reciprocidad) inferior a -8 dB. Sin embargo, dicho

desacoplo está limitado en banda y no llega a cubrir el objetivo marcado (746 – 798 MHz). Si

se compara con los parámetros S del dispositivo con la broadband matching network se

aprecia una mejora de hasta 3 dB en los parámetros S11 y S22 en los dispositivos con decoupling

700 750 800 850

Frequency (MHz)

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

0

(dB

)

762 MHz-8 dB

755 MHz-6 dB

DB(|S(1,1)|)2GPB con NL




45

networks (tanto el híbrido como la neutralization line). Por otro lado, la mejora en el

parámetro S21 es considerable: hasta 3 dB en el híbrido y más de 5 dB en la neutralization line.

La mejora en el parámetro S21, es decir, el desacoplo ha sido limitado: en el caso del híbrido

la mejoría se encuentra en 760 -783 MHz; y en el caso de la neutralization line en 762-798

MHz (Tabla 3-1).

Sin decoupling network

Híbrido Lumped neutralization line

S11 = S22

Margen ≤ -6 dB 745 – 807 MHz 744 – 819 MHz 700 – 810 MHz

S12 = S21

Margen ≤ -8 dB – 760 –783 MHz 762 – 798 MHz

Tabla 3-1 Resultados de los parámetros S según la decoupling network empleada

Los dos sistemas han tenido resultados positivos, sin embargo, se ha decidido

implementar la neutralization line por ofrecer mejores resultados y por su reducido número

de componentes. Esto implica que las pérdidas por los componentes serán menores con la

neutralization line que con el híbrido, ofreciendo una mejor eficiencia de antena (mayor

potencia entregada).

47

4 IMPLEMENTACIÓN FÍSICA

4.1 INTRODUCCIÓN

El propósito del presente capítulo es implementar los distintos prototipos para poder

validar los resultados y las conclusiones formuladas en el capítulo 3. En concreto se analiza el

comportamiento de la neutralization line frente al sistema con Boosters sin decoupling

network. Hasta qué punto es mejor implementar la neutralization line, cuál es la mejora en la

correlación, qué efecto tiene en la eficiencia… son algunas de las preguntas planteadas que

se resuelven en el presente capítulo.

En concreto, se dedica un apartado para la descripción de los dispositivos empleados

(sección 4.2). Se muestran los prototipos que se han fabricado y utilizado para las medidas.

En el siguiente apartado se muestran dichas medidas y se realiza una comparación entre

prototipos (sección 4.3). A partir de los resultados obtenidos se ha realizado una comparativa

para determinar si existe mejora empleando la decoupling network. Finalmente se han

extraído conclusiones de las medidas (sección Error! Reference source not found.).

4.2 SISTEMA MIMO 2X2 LTE 700 MEDIANTE GROUND PLANE

BOOSTERS

El sistema MIMO 2x2 empleado es el descrito en el capítulo 3 (FIG 3-1), diseñado para

operar en las bandas 13 y 14 de LTE (746 – 798 MHz). Todos los prototipos empleados en este

proyecto se han diseñado para trabajar como sistemas MIMO 2x2 en la banda 746 – 798 MHz

mediante GPB. Las diferencias residen en pequeños ajustes de los componentes para lograr

adaptar los parámetros S a la banda de interés. A excepción del primer prototipo, que sirve

de modelo para realizar comparaciones, los demás prototipos utilizados tienen implementada

la neutralization line (FIG 4-1) como red de desacoplo. El Ground Plane (GP) consiste en una

Printed Circuit Board (PCB) de 120 mm x 50 mm impresa en un sustrato de FR4 de 1 mm de

espesor, εr=4.15 y tan=0.013.


FIG 4-1 Neutralization line como decoupling network. Ground Plane Boosters en cada esquina, de tamaño 5 mm x 10 mm x 5 mm. Tamaño del plano de masa de 120 mm x 50 mm impresa en un

sustrato de FR4 de 1 mm de espesor, εr=4.15 y tan=0.013. Gap = 0.5 mm (entre Booster y Plano de masa). LT de longitud 44 mm.

En la FIG 4-2 se ve un prototipo completado, con una carga de 50 Ω en uno de los

puertos, del diseño realizado. Se pueden observar un total de cuatro GPB de tamaño 5 mm x

5 mm x 5mm (FIG 2-5), formando dos GPB mayores, de tamaño 5 mm x 10 mm x 5 mm (uno

por esquina). El sistema está alimentado por dos puertos que operan a la misma frecuencia.

FIG 4-2 Vista frontal y lateral del prototipo con neutralization line

49

4.3 MEDIDAS Y RESULTADOS

A continuación se estudian los seis prototipos implementados. En la FIG 4-3 se pueden

ver cuatro dispositivos de los seis empleados. El primero de la izquierda no tiene decoupling

network (prototipo 1) y se ha empleado como referencia y modelo a mejorar. Las diferencias

entre los distintos prototipos se comentan en cada apartado. Además, para un estudio

completo, se muestran gráficas con los módulos de los parámetros S, y su carta de Smith

medida. Finalmente se exponen, a modo de resumen, gráficas obtenidas con MATLAB a partir

de los valores medidos de la eficiencia y campo de cada puerto. Dichas gráficas muestran las

medidas de eficiencia de cada antena, la correlación entre los puertos y el valor de MUX (ver

sección 1.4.8). El objetivo final del diseño ha sido incrementar el valor del parámetro MUX en

el dispositivo con red de desacoplo respecto al dispositivo sin red de desacoplo.

FIG 4-3 Selección de prototipos empleados para el estudio

4.3.1 Prototipo 1

El esquema de este prototipo (FIG 4-4) sólo tiene dos bobinas para ajustar la reactancia

(FIG 3-4) y situar los parámetros S11 y S22 en el interior del círculo ROE = 3. Las figuras FIG 4-5

y FIG 4-6 muestran las medidas realizadas del prototipo 1 con el analizador de redes. La FIG

4-7 son los resultados de eficiencia de antena, correlación y eficiencia de multiplexación a

partir de campos radiados medidos en la cámara anecoica Satimo Stargate-32 en el

laboratorio de Fractus.


FIG 4-4 Esquema del prototipo 1

FIG 4-5 Parámetros S del prototipo 1 (FIG 4-4) 3

FIG 4-6 Carta de Smith del prototipo 1 (FIG 4-4)

3 Las gráficas presentes en el capítulo 4 son medidas de los prototipos, salvo que se indique lo contrario.

INDID=L1P1L=43 nH

INDID=L1P2L=43 nH

1 2


PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

700 750 800 850

Frequency (MHz)

-20

-15

-10

-5

0

(dB

) 798 MHz-6.99 dB

746 MHz-7.46 dB

DB(|S(1,1)|)

Proto 1

DB(|S(2,1)|)

Proto 1

DB(|S(1,2)|)

Proto 1

DB(|S(2,2)|)

Proto 1

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Swp Max

850MHz

Swp Min

700MHz

798 MHzr 0.488x 0.475

746 MHzr 0.48x -0.229

S(1,1)Proto 1

S(2,2)Proto 1

51

FIG 4-7 Correlación, MUX y eficiencias de cada antena (MATLAB) del prototipo 1

Como se puede observar en la FIG 4-7 el valor MUX (gráfica rosa) está alrededor del

25% en la franja de interés (746 – 798 MHz) esto es debido a que la correlación (gráfica azul)

es pobre, situándose por encima de 0.5 en todo el margen de interés. Este prototipo ha

servido de modelo base a mejorar por los siguientes prototipos.

4.3.2 Prototipo 2

Este prototipo incluye la neutralization line e intenta utilizar el menor número de

componentes (FIG 4-8). Se puede observar una mejora del parámetro S21, pero éste queda

fuera de la banda deseada (FIG 4-9, FIG 4-10). Los resultados de MUX se muestran en la FIG

4-11. Al emplear bobinas de 43 nH se ha ajustado el pico de los parámetros S12 = S12 a una

banda con margen frecuencial más bajo. Por esta razón se emplean bobinas de 39 nH en los

prototipos 3, 4, 6. El valor de la longitud de la línea de transmisión empleada es el mínimo

que permita unir los dos puertos con esta técnica. En este caso, la longitud de la LT es de 44

mm.


FIG 4-10 Carta de Smith del prototipo 2

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Swp Max

850MHz

Swp Min

700MHz

798 MHzr 0.477x 0.226

746 MHzr 0.396x -0.0625

S(1,1)

Proto 2

S(2,2)

Proto 2


FIG 4-9 Parámetros S del prototipo 2

INDID=L1P1L=43 nH

INDID=L1P2L=43 nH


INDID=L1P3L=6.8 nH


PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

700 750 800 850

Frequency (MHz)

-20

-15

-10

-5

0

(dB

)

731 MHz-19.9 dB

798 MHz-8.38 dB

746 MHz-7.82 dB

DB(|S(1,1)|)

Proto 2

DB(|S(2,1)|)

Proto 2

DB(|S(1,2)|)

Proto 2

DB(|S(2,2)|)

Proto 2

53

FIG 4-11 Correlación, MUX y eficiencias (MATLAB) del prototipo 2

Con el objetivo de mejorar la correlación dentro de la banda de interés, se procede a su

ajuste lo cual queda reflejado en el prototipo 3 de la siguiente sección.

4.3.3 Prototipo 3

El prototipo 3 incluye la neutralization line (FIG 4-12) e intenta ajustar la mejora del

prototipo 2 a la banda deseada (FIG 4-13, FIG 4-14). Es interesante observar que el valor de

las bobinas L1P1 y L1P2 tienen un efecto directo en el pico de los parámetros S12 y S21, aparte

de la adaptación de los valores de S11 y S22. Se ha conseguido situar el valor de este pico en

766 MHz pasando de un valor de 43 nH a 39 nH en dichas bobinas. Los resultados de MUX se

muestran en la FIG 4-15.


INDID=L1P1L=39 nH

INDID=L1P2L=39 nH


INDID=L1P3L=5.8 nH


PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm




Se puede apreciar una mejora respecto al prototipo 1. El valor MUX está ligeramente

por encima del 25% desde 750 MHz hasta 850 MHz (FIG 4-15). Este valor podría mejorar si la

eficiencia de la antena 1 estuviese al nivel de la eficiencia de la antena 2.

700 750 800 850

Frequency (MHz)

-20

-15

-10

-5

0

(dB

)

766 MHz-18.5 dB

798 MHz-7.74 dB

746 MHz-6.99 dB

DB(|S(1,1)|)

Proto 3

DB(|S(2,1)|)

Proto 3

DB(|S(1,2)|)

Proto 3

DB(|S(2,2)|)

Proto 3

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Swp Max

850MHz

Swp Min

700MHz

798 MHzr 0.553x 0.173

746 MHzr 0.502x -0.502

S(1,1)Proto 3

S(2,2)Proto 3

55

Con ánimo de mejorar la eficiencia de la antena 1, se ha propuesto realizar un esquema

simétrico. Este es el caso del prototipo 4, en el que se hace uso de una bobina a cada lado de

la línea de transmisión para conseguir la simetría deseada.

4.3.4 Prototipo 4

Este prototipo incluye la neutralization line y es un sistema simétrico. El objetivo es

aumentar la eficiencia de la antena 1, incrementando así el valor de MUX (FIG 4-16). Sin

embargo, el sistema tiene pérdidas, por lo que en FIG 4-17 y FIG 4-18 los valores S11 y S22 son

distintos. No obstante, si se observan los resultados en MATLAB (FIG 4-19), se puede observar

que los resultados de las antenas 1 y 2 tienen la misma forma.



INDID=L1P1L=39 nH

INDID=L1P2L=39 nHTLIN

ID=TL1Z0=50 OhmEL=58 DegF0=750 MHz IND

ID=L2P2L=5.8 nH

INDID=L2P1L=5.8 nH

INDID=L3P1L=30 nH

INDID=L3P2L=30 nH


PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm




En este prototipo, además de la simetría incorporada, se han introducido dos bobinas

en paralelo: L3P1 y L3P2 (FIG 4-16). Pese a introducir nuevas pérdidas, al integrar estos dos

nuevos componentes se percibe una mejora en la eficiencia de las dos antenas. Además, se

mantiene un pico de aislamiento superior a 15 dB (f = 769 MHz).

700 750 800 850

Frequency (MHz)

-20

-15

-10

-5

0

(dB

)

769 MHz-15.4 dB

798 MHz-8.03 dB

746 MHz-11.9 dB

DB(|S(1,1)|)

Proto 4

DB(|S(2,1)|)

Proto 4

DB(|S(1,2)|)

Proto 4

DB(|S(2,2)|)

Proto 4

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Swp Max

850MHz

Swp Min

700MHz

798 MHzr 0.437x 0.095

746 MHzr 0.846x -0.461

S(1,1)Proto 4

S(2,2)Proto 4

57


En este caso los resultados son muy positivos dado que el valor del parámetro MUX es

igual o superior al 30% en prácticamente toda la banda de interés (746 – 798 MHz), que cubre

las bandas 13 y 14 de LTE. Por tanto, es una mejora del 20% respecto al prototipo 1.

4.3.5 Prototipo 5

El prototipo 5 incluye la neutralization line y es un sistema simétrico (FIG 4-20). Se ha

querido utilizar bobinas de 43 nH para los elementos L1P1, L1P2 para desplazar el pico de

correlación a frecuencias más bajas que en el prototipo 4 (FIG 4-20, FIG 4-21).


INDID=L1P1L=43 nH



ID=L2P2L=6.8 nH

INDID=L2P1L=6.8 nH

INDID=L3P1L=20 nH

INDID=L3P2L=20 nH


PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm


Con esto se ha intentado emular la respuesta del parámetro MUX del prototipo 4 a

frecuencias ligeramente más bajas, esto es, conseguir MUX al 35% a 746 MHz.



A pesar de las posibles similitudes entre las gráficas FIG 4-17, FIG 4-21, el resultado del

prototipo 5 no ha sido el esperado. El valor mínimo de la correlación ha sido del 40% (FIG

4-23) en frente al 20% (FIG 4-19) y el valor de las eficiencias de antena del prototipo 5 no ha

superado el 30% en el mejor de los casos. Esto ha provocado que el valor de MUX no haya

llegado a superar el 20%. Estos resultados están, por tanto, por debajo de los del prototipo 1.

700 750 800 850

Frequency (MHz)

-20

-15

-10

-5

0(d

B)

772 MHz-10 dB

729 MHz-10 dB

746 MHz-10.1 dB

746 MHz-15.5 dB

798 MHz-8.81 dB

DB(|S(1,1)|)

Proto 5

DB(|S(2,1)|)

Proto 5

DB(|S(1,2)|)

Proto 5

DB(|S(2,2)|)

Proto 5

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Swp Max

850MHz

Swp Min

700MHz

798 MHzr 0.495x 0.211

746 MHzr 0.598x -0.223S(1,1)

Proto 5

S(2,2)Proto 5

59


Con el objetivo de obtener unos mejores resultados, se ha diseñado el prototipo 6. Dado

que el resultado de MUX del prototipo 5 es inferior al valor del prototipo 4, se ha diseñado el

prototipo 6 teniendo como referencia el prototipo 4.

4.3.6 Prototipo 6

El objetivo del prototipo 6 ha sido simular el comportamiento del prototipo 4. Los

componentes son idénticos pero se han eliminado las bobinas en paralelo (L3P1 y L3P2 en el

prototipo 4) para simplificar el circuito. La intención ha sido incrementar la eficiencia de

antena suprimiento dos bobinas, ya que éstas introducen pérdidas (FIG 4-24). Se pueden

observar los parámetros S en FIG 4-25, FIG 4-26 y FIG 4-27.


INDID=L1P1L=39 nH



ID=L2P2L=5.8 nH

INDID=L2P1L=5.8 nH


PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm



FIG 4-26 Parámetros S del prototipo 6 con margen dinámico (0 a -40 dB)


700 750 800 850

Frequency (MHz)

-20

-15

-10

-5

0

(dB

)

798 MHz-7.17 dB

746 MHz-5.35 dB

DB(|S(1,1)|)

Proto 6

DB(|S(2,1)|)

Proto 6

DB(|S(1,2)|)

Proto 6

DB(|S(2,2)|)

Proto 6

700 750 800 850

Frequency (MHz)

-40

-30

-20

-10

0

(dB

)

766 MHz-36.4 dB

798 MHz-7.17 dB

746 MHz-5.35 dB

DB(|S(1,1)|)

Proto 6

DB(|S(2,1)|)

Proto 6

DB(|S(1,2)|)

Proto 6

DB(|S(2,2)|)

Proto 6

0 1.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

Swp Max

850MHz

Swp Min

700MHz

798 MHzr 0.449x 0.161

746 MHzr 0.555x -0.846

S(1,1)Proto 6

S(2,2)Proto 6

61


Los resultados medidos (FIG 4-28) muestran un comportamiento muy similar a los

resultados del prototipo 4 (FIG 4-19). De hecho, el pico de S21 está situado prácticamente en

la misma frecuencia (FIG 4-17, FIG 4-26). La diferencia respecto al prototipo 4 reside en la

eficiencia de la antena 1, que es inferior a la eficiencia de la antena 2.

Si se consiguiera incrementar la eficiencia de la antena 1 hasta los valores de la antena

2, se obtendría MUX del 35%, como con el prototipo 4. Sin embargo, este no es el caso, y el

valor MUX se mantiene en torno al 25% de 740 MHz a 800 MHz.

4.4 CONCLUSIONES

Se ha podido observar a lo largo del capítulo que existe mejora en el parámetro MUX (y

por tanto en la capacidad de Tx/Rx) de un sistema MIMO 2x2 LTE700 empleando una

decoupling network, en concreto, la neutralization line. Se ha visto que existe una dificultad

inherente para desacoplar o incorrelar las antenas. Se han presentado seis prototipos: uno

como modelo sin decoupling network y otros cinco para mejorar el valor MUX.

A partir de los resultados mostrados a lo largo del capítulo se pueden comparar con

facilidad los distintos prototipos. De estos resultados se concluye que el prototipo 4 tiene una

mejora en MUX en la banda 746 – 798 MHz de entorno al 20%; y hasta un 40% alrededor de


f = 770 MHz respecto a los valores del prototipo 1 (FIG 4-7, FIG 4-19). Para conseguir esta

solución se debe mantener una eficiencia tan alta como sea posible, a la vez que se minimiza

la correlación entre antenas. De los prototipos que no han llegado al valor de MUX objetivo

(esto es un 20% logrado con el prototipo 1) se han podido extraer conclusiones interesantes

(prototipos 2, 3, 5, 6). Se ha observado que, pese a que la correlación es un parámetro

fundamental a minimizar (y nuestro principal objetivo), es indispensable mantener el nivel de

eficiencia de antena tan alto como sea posible (ver fórmula (1.11) del capítulo 1). A modo de

ejemplo, en la FIG 4-28 no se alcanza MUX al 30% por la baja eficiencia de la antena 1, pese a

tener un mínimo de correlación del 20%.

En la Tabla 4-1 se muestra un compendio de los resultados medidos. Cabe destacar que

estas medidas han sido realizadas en banda baja (LTE700) donde la longitud de onda es mayor

y, por tanto, es el escenario más crítico dentro de las bandas actuales utilizadas en telefonía

móvil.

EFICIENCIA (MEDIA) ANTENA 1 / ANTENA 2

MÍNIMO DE CORRELACIÓN

MUX (MEDIA)

Prototipo 1 40%/40% 55% 25%

Prototipo 2 35%/35% 55% 22%

Prototipo 3 30%/35% 20% 27,5%

Prototipo 4 35%/35% 20% 30%

Prototipo 5 25%/25% 45% 15%

Prototipo 6 30%/35% 20% 25%

Tabla 4-1 Resumen de los resultados medidos de los diferentes prototipos (746 – 798 MHz). El prototipo 4 es el que mejor prestaciones presenta en cuanto a MUX

63

5 CONCLUSIONES

El objetivo del presente proyecto de investigación ha sido hallar e implementar una red

de desacoplo capaz de reducir el mutual coupling en un sistema MIMO 2x2 LTE700 (en

concreto las bandas 13 y 14). Dicho sistema MIMO está basado en la tecnología Ground Plane

Booster (GPB) [PAT. 1] - [PAT. 8], que consiste en realizar un sistema radiante mediante virtual

antenas. Dado que el dispositivo no tiene elementos que actúan propiamente como antenas,

el sistema también se denomina antennaless. Además, las reducidas dimensiones de los GPB

permiten diseñar dispositivos compactos que satisfacen la demanda de la telefonía móvil

actual. El tamaño de los GPB puede llegar a ser inferior a 1

50 de la longitud de onda a la que

operan; y aproximadamente 20 veces inferior a otros diseños convencionales de antena.

Las características del prototipo implementado son:

El Ground Plane (GP) consiste en una Printed Circuit Board (PCB) de 120 mm x 50 mm

impresa en un sustrato de FR4 de 1 mm de espesor, εr=4.15 y tan=0.013.

Cuatro Ground Plane Boosters (GPB), de tamaño 5 mm x 5 mm x 5mm, en cada esquina

superior; formando dos GPB de tamaño 5 mm x 10 mm x 5 mm.

Diseñado para operar en las bandas 13 y 14 de LTE (746 – 798 MHz).

Decoupling network basada en una neutralization line distribuida.

En la FIG 5-1 se muestra un prototipo diseñado para satisfacer las especificaciones

estipuladas.

FIG 5-1 Prototipo con decoupling network implementada


Para cumplir con el objetivo se han estudiado diversas decoupling networks existentes

con ánimo de encontrar una que se ajuste adecuadamente a las especificaciones del

proyecto. A lo largo del capítulo 2 se han expuesto redes de desacoplo diseñadas para

sistemas MIMO. Por sus características, se ha decidido realizar las simulaciones pertinentes

del híbrido de 90º y la neutralization line. Estas simulaciones se exponen en el capítulo 3 y

han mostrado mejores resultados que las simulaciones del dispositivo con matching network

[13] pero si red de desacoplo (Tabla 5-1). De los resultados de estas simulaciones se ha

decidido implementar el sistema con neutralization line por su simplicidad y mejora en el

parámetro S21.

GPB sin decoupling

network

GPB con Híbrido de 90º

GPB con neutralization line

Esquema FIG 3-5 FIG 3-15 y FIG 3-16 FIG 3-19

Parámetros S (dB) FIG 3-6 FIG 3-17 FIG 3-20

Carta de Smith FIG 3-7 FIG 3-18 FIG 3-21

Ancho de banda S11 ≤ -6 dB

(margen 746 – 798 MHz)

746 – 798 MHz 746 – 798 MHz 746 – 798 MHz

Ancho de banda S21 ≤ -8 dB

(margen 746 – 798 MHz)

- 760 – 783 MHz 762 – 798 MHz

Tabla 5-1 Resultados simulaciones capítulo 34

Para poder constatar que hay una mejora empleando la neutralization line, se han

realizado diversos prototipos. Estos prototipos de han presentado en el capítulo 4 y quedan

sintetizados en la Tabla 4-1. Un comparativa entre los resultados del mejor prototipo

obtenido (con decoupling network) y el prototipo a mejorar (sin decoupling network) se puede

ver en la Tabla 5-2. La finalidad del prototipo con decoupling network ha sido reducir el

mutual coupling que, a su vez, reduce la correlación entre antenas. Esta reducción se debe

4 Dado que los sistemas simulados son simétricos, se cumple que los parámetros S11 = S22 y S12 = S21

65

lograr sin perjudicar en exceso la eficiencia de las antenas. Para tener una idea de la mejora

alcanzada se utiliza el parámetro MUX [3] explicado en el capítulo 1.

Cabe recordar que el objetivo del trabajo es reducir el acoplo mutuo de las antenas de

un sistema MIMO 2x2 LTE700. Se debe prestar atención al parámetro MUX para comprobar

que se ha reducido la correlación sin degradar en exceso otros parámetros como la eficiencia

de antena. La finalidad última de este objetivo es incrementar la capacidad de Tx/Rx, que está

directamente relacionada con la correlación entre antenas.

De los datos de la Tabla 5-2 se puede observar que se ha producido una mejora con la

neutralization line como decoupling network respecto al mismo sistema sin decoupling

network. En concreto, se produce una mejora de MUX del 25% al 30%. Destaca que, pese a la

mejora que se produce en la correlación (que se reduce de un 55% a un 20%), el valor MUX

aumenta con moderación. Se quiere resaltar la importancia de mantener la eficiencia de cada

antena tan elevada como sea posible. (Ver fórmula (1.11)).

Finalmente, a partir de los resultados obtenidos, se deben plantear líneas de

investigación futuras. Se ha visto que al intentar minimizar la correlación entre antenas es

fundamental mantener su eficiencia. Por ello se deben estudiar redes de desacoplo lo más

simples posibles en número de componentes. Además, debe recordarse que el ancho de

banda adaptado es limitado y deberán emplearse mecanismos u otras decoupling networks

para solventar el problema. Por último, queda pendiente el estudio de la neutralization line

en sistemas MIMO 2x2 mediante GPB en bandas de frecuencias de LTE superiores.

EFICIENCIA (MEDIA) ANTENA 1/ ANTENA 2

MÍNIMO DE CORRELACIÓN

MUX (MEDIA)

GPB sin decoupling network

(Prototipo 1) 40%/40% 55% 25%

GPB con neutralization line

(Prototipo 4) 35%/35% 20% 30%

Tabla 5-2 Resumen de los resultados obtenidos con MATLAB (746 – 798 MHz) de los prototipos 1 y 4.

67

6 REFERENCIAS

6.1 BIBLIOGRAFÍA

[1]. A. Andújar, J. Anguera y C. Puente, “Ground Plane Boosters as a Compact Antenna

Technology for Wireless Handheld Devices”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation,

Vol. 59, nº 5, p. 1668-1677, Mayo 2011

[2]. J. Anguera et al., “Advances in Antenna Technology for Wireless Handheld Devices”,

International Journal of Antennas and Propagation, Vol. 2013, Article ID 838364

[3]. A. A. Glazunov [et al.], “Reduction of the Envelope Correlation Coefficient With

Improved Total Efficiency for Mobile LTE MIMO Antenna Arrays: Mutual Scattering Mode”,

IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 61, No. 6, June 2013

[4]. R. A. Bhatti, S. Yi, S. Park, “Compact Antenna Array With Port Decoupling for LTE-

Standardized Mobile Phone”, IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, Vol. 8, 2009

[5]. M. Shanawani, D. L. Paul, S. Dumanli, and C. Railton, “Design of a novel antenna array

for MIMO applications,” in Proc. 3rd Int. Conf. On Information and Communication

Technologies: From Theory to Applications ICTTA, 2008, pp. 1–6.

[6]. Dossche, S., Blanch, S. & Romeu, J.;(2005); “Decorrelation of a closely spaced four

element antenna array”; Antennas and Propagation Society International Symposium, 2005

IEEE.

[7]. D. M. Pozar, “Microwave Engineering”, forth edition, John Wiley & Sons, 2011.

[8]. A. Diallo, C. Luxey, P. L. Thuc, R. Staraj, and G. Kossiavas, “ENHANCED diversity

antennas for UMTs handsets,” presented at the EuCAP, Nice, France, Nov. 6–10, 2006.

[9]. O. Franek, G. F. Pedersen, M. Pelosi, A. Tatomirescu, “The User’s Body Effects on

Decoupling Networks for Compact MIMO Handsets”, 6th European Conference on Antennas

and Propagation (EUCAP).


[10]. Pang et al.: “Two-Element PIFA Antenna System With Inherent Performance of Low

Mutual Coupling”, IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters Vol.8, 2009

[11]. Z. Du, K. Gong, Z. Li, “A Dual-slot Diversity Antenna with Isolation Enhancement Using

Parasitic Elements for Mobile Handsets” Proc. 2009 Asia-Pacific Microwave Conf. (APMC

2009), Singapore, 2009, pp. 1821-1824

[12]. A. C. K. Mak, R. D. Murch, C. R. Rowell, “Isolation Enhancement Between Two Closely

Packed Antennas”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 56, No. 11,

November 2008.

[13]. A. Andújar, J. Anguera, C. Puente, “A systematic Method to Design Broadband

Matching Networks”, Proceedings of the 4th European Conference on Antennas and

Propagation (EuCAP ’10), Barcelona, Spain, April 2010.

6.2 PATENTES

[PAT. 1]. J.Anguera, A.Andújar, C.Puente, and J.Mumbrú, “AntennaLess Wireless

Device”, patent app. WO 2010/015365

[PAT. 2]. J.Anguera, A.Andújar, C.Puente, and J.Mumbrú, “AntennaLess Wireless Device

Capable of Operation in Multiple Frequency Regions”, patent app. WO 2010/015364

[PAT. 3]. J.Anguera and A.Andújar, “AntennaLess Wireless Device Comprising One or More

Bodies”, patent app. WO 2011/095330

[PAT. 4]. A.Andújar, J.Anguera, C.Puente, and C. Picher, “Wireless Device Capable of

Multiband MIMO Operation”, patent app. WO 2012/017013

[PAT. 5]. A.Andújar and J. Anguera, “Compact Radiating Array for Wireless Handheld or

Portable Devices”,patent. app. US 61/661,885

[PAT. 6]. J.Anguera, C.Picher, A.Andújar, C.Puente, “Concentrated Antennaless Wireless

Device Providing Operability in Multiple Frequency Regions”, patent. app. US 61/671,906

69

[PAT. 7]. A.Andújar, J.Anguera, “Scattered Virtual Antenna Technology for Wireless

Devices”, patent app. US61/837265

[PAT. 8]. J.Anguera, A.Andújar, C.Puente, “Wireless handheld devices, radiation systems and

manufacturing methods”, patent app. US13/946922

6.3 PÁGINAS WEB

[W. 1]. https://www.apple.com/es/iphone-5s/specs/

[W. 2]. http://www.samsung.com/us/mobile/cell-phones/SM-G900AZKAATT

[W. 3]. http://www.sonymobile.com/es/products/phones/xperia-z2/specifications/#tabs

VIRTUAL ANTENNA TECHNOLOGY FOR MOBILE TELEPHONY

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