INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE TOULOUSE

5me Anne ESE

_________

Rgles de conception faible

mission rayonne pour les

circuits imprims

A. Boyer

alexandre.boyer@insa-toulouse.fr http://www.alexandre-boyer.fr

Dcembre 2011

TP CEM Dcembre 2011

A. Boyer

I. Evaluer le contenu spectrale dune perturbation lectromagntique ............................... 4 II. Ajout de capacits de dcouplage ................................................................................. 5

1. Rle des capacits de dcouplage......................................................................... 5 2. Type de capacit de dcouplage ........................................................................... 6 3. Choix des capacits de dcouplage....................................................................... 7

III. Garantir lquipotentialit des interconnexions rduire les impdances parasites ...... 9 IV. Rduire linductance parasite des interconnexions......................................................10 V. Rduire le rayonnement lectromagntique rduire les antennes non intentionnelles.........................................................................................................................................11 VI. Rayonnement de mode diffrentiel/mode commun .....................................................12 VII. Rduire les boucles de courant ..................................................................................13 VIII. Plan de masse ..........................................................................................................14 IX. Techniques de mise la masse ..................................................................................14 X. Blindage des pistes sensibles ......................................................................................15 XI. Rgles diverses...........................................................................................................16 XII. Bibliographie ..............................................................................................................16

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Pour rduire les missions parasites, quelles soient conduites ou rayonnes, 3 rgles gnrales peuvent tre suivies :

rduire les sources de bruit (fluctuations de tension et de courant) contenir la propagation du bruit dans une zone restreinte viter les antennes non intentionnelles

Dans ce document, nous nous intressons principalement aux rgles qui permettent de rduire lmission rayonne. Gnralement, en limitant les rgles qui limitent lmission conduite rduisent aussi lmission rayonne. Cependant, lmission rayonne fait appel des mcanismes de gnration dondes lectromagntiques, qui doivent tre identifis pour pouvoir agir dessus. Nous allons lister un ensemble de rgles permettant de rduire lmission rayonne. Celles-ci sont parfois redondantes car elles sont exprimes diffremment.

I. Evaluer le contenu spectrale dune perturbation lectromagntique

Analyser un problme dmission lectromagntique est gnralement plus simple dans le domaine frquentiel que temporel. En effet, dans le domaine frquentiel, il est possible de dterminer quelles bandes de frquence sont pollues par la source de perturbation lectromagntique. Comme les circuits de filtrage sont gnralement caractriss par leur rponse frquentielle, il sera plus simple de dterminer les solutions optimales pour rduire les problmes dmission parasite. Afin de dterminer la rponse frquentielle dun signal temporel, des algorithmes de calcul de transforme de Fourier complexe existent. Cependant, une grande prcision nest pas forcment utile et une simple estimation de la bande de frquence occupe par le bruit cr par la source de perturbation est souvent suffisante. Les signaux perturbateurs rencontrs sont :

des signaux dhorloge carrs, caractriss par leur frquence et leur temps de monte

des appels de courant quasi triangulaires, provenant de lactivit de charge/dcharge des circuits. Eux aussi sont caractriss par leur frquence et leur temps de monte

De manire qualitative, il est possible de dcrire le spectre occup. La premire frquence occupe par le spectre du bruit correspond la frquence fondamentale du signal, c'est--dire linverse de sa priode. Le spectre stend ensuite sur un nombre plus ou moins grand dharmoniques dordre suprieur. Gnralement, le spectre a tendance saffaiblir avec la frquence. Cependant, plus un signal a un temps de monte Tr rapide, plus son spectre stendra vers de hautes frquences. La figure 1 dcrit de manire qualitative le contenu spectral dun signal carr. Celui dun signal triangulaire est assez similaire.

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50 % duty cycle trapezoidal signal

Period T = 100 ns, Tr = Tf = 2 ns

rr Tou

T

35.01

T

1

rT

1

-20 dB/dec

-40 dB/dec

FFT

Figure 1 - Contenu spectral dun signal carr

La bande doccupation spectrale du bruit est borne par :

Frquence minimale : frquence fondamentale du circuit Frquence maximale : limite par le temps de monte, on peut prendre 0.35/Tr ou

1/Tr dans le pire cas.

II. Ajout de capacits de dcouplage Parmi larsenal de techniques de rduction de lmission, la capacit de dcouplage est la mthode privilgie. Celles-ci sont indispensables dans la plupart des applications. Gnralement, les datasheets des composants suggrent certaines valeurs de capacits de dcouplage. Cependant, le choix de leurs valeurs et de leur placement doit tre fait finement pour optimiser la rduction du bruit, des outils de simulation peuvent alors tre ncessaires. Nanmoins, quelques rgles et calculs empiriques permettent dvaluer simplement le dcouplage ncessaire.

1. Rle des capacits de dcouplage Les capacits de dcouplage reprsentent des rservoirs dnergie locaux pour les circuits. Lors des appels de courant transitoires lis lactivit des circuits, elles contribuent fournir une partie du courant la place de la source de tension. Ainsi, une partie du courant ne traversera pas les longueurs dinterconnexions (pistes, cbles) reliant le circuit au gnrateur, rduisant ainsi les fluctuations de tensions. En dautres termes, lajout dune capacit de dcouplage permet de rduire la boucle de circulation de courant. La figure 2 illustre leffet dune capacit de dcouplage idale. En supposant que la capacit de dcouplage est suffisante pour compenser les appels de courant du circuit, le courant ne circule plus dans les inductances parasites des interconnexions, ce qui annule les fluctuations de tension dalimentation.

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circuit

LVDD

LVSS

VDD

VSSActivitinterne

i(t)

V

i(t)

t

VDD(t)

t

Vo

Vo

V

circuit

LVDD

LVSS

VDD

VSSActivitinterne

i(t)

V

i(t)

t

VDD(t)

t

Vo

Vo

V0

Cdecouplage

dt

diLV =

Figure 2 Effet dune capacit de dcouplage : cir cuit non dcoupl gauche et circuit idalement dcoupl droite.

2. Type de capacit de dcouplage Dans une application lectronique classique, on distingue 3 types de capacits de dcouplage (fig. 3) :

capacit de dcouplage : rservoir dnergie local un circuit, qui rduit les fluctuations de potentiel de lalimentation et de masse au plus prs du circuit. Cette capacit est fondamentale pour assurer une bonne CEM

capacit bypass : filtrage du courant RF parasite. Elles nont rien voir avec la rduction de lmission parasite. Elle peut servir protger un circuit de bruit externe RF.

capacit bulk : permet de conserver le niveau DC de la tension dalimentation constant lorsque tous les circuits se mettent commuter. En gnral, elles se situent entre 1 et 100 F. Elle na pas beaucoup dimportance sur les missions rayonnes car elle nagit que jusqu quelques MHz.

circuit

LVDD

LVSS

VDD

VSSActivitinterne

Vorgulateur

Cbulk Cdec

Inductances parasites des pistes

Figure 3 Niveau de dcouplage

Mme si elles fonctionnent de la mme manire, elles diffrent par leur rle et par les valeurs employes. Les capacits de dcouplage sont places au plus prs des circuits et sont ncessaires ds que le temps de monte passe sous les 5 ns [Montrose 1996]. Il sagit le plus souvent des capacits cramiques. Le choix du dilectrique est important, car ceux-ci ne prsentent pas tous les mmes caractristiques (rsistance parasite, tenue en tension). Les capacits de bulk sont places aprs les rgulateurs de tension. Ceux-ci fournissent une tension stable, mais ne peuvent absorber des variations de tension seulement basse frquence (jusqu quelques KHz). Il est donc ncessaire de placer la sortie des capacits qui absorbent les fluctuations de tension plus haute frquence, condition quelles ne dgradent pas la stabilit du rgulateur. Les capacits de bulk sont le plus souvent des

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capacits lectrochimiques, qui doivent tre en mesure de supporter des pics importants de tension (par exemple, si lalim est de 5V, il faut prendre une capacit qui supporte 10 V en cas de transitoire important).

3. Choix des capacits de dcouplage Une capacit de dcouplage devient efficace lorsquelle prsente une impdance ou une ractance faible entre Vdd et Vss, formant ainsi un chemin privilgi de circulation du

courant RF. Comme limpdance dune capacit est de : f2C

1Z

= , plus la frquence de

lappel de courant est faible, plus la valeur de la capacit doit tre importante. Nanmoins, les capacits de dcouplage ne sont pas parfaites et ont toujours une inductance parasite srie appels ESL, qui rduit leur efficacit en fonction de la frquence. Ainsi, plus la valeur de la capacit est importante, plus sa frquence de rsonance est faible et plus sa bande defficacit en frquence est dcale vers les basses frquences. On rappelle que la frquence de rsonance LC est donne par la formule ci-dessous :

LCf res 2

1=

A noter quelles ont aussi une rsistance parasite srie appele ESR qui rduit le facteur de qualit de la capacit. Afin de rduire leffet de lESL, on peut mettre plusieurs capacits en parallle pour amliorer lefficacit en frquence du dcouplage. Cette technique est trs importante pour assurer un dcouplage efficace des circuits numriques rapides, dont le bruit peut couvrir plusieurs dcades en frquence. Ainsi, il est possible daugmenter la valeur de la capacit quivalente tout en diminuant la valeur de linductance parasite.

a. Calcul de la capacit de bulk La capacit de bulk limite les variations de tension de lalimentation gnrale de la carte. Pour dterminer une valeur de capacit de bulk, on commence par valuer le courant maximal total consomm par lensemble des circuits de la carte. Pour cela, on additionne la contribution de charge des capacits de chaque porte. Ces capacits sont charges durant le temps de monte des signaux tr et leur potentiel passe de 0 Vdd. La variation de courant maximum que doit fournir lalimentation de la carte est de :

r

DDloadmax t

VCNI =

O N reprsente le nombre de circuits et Cload la capacit quivalente de chaque circuit. On fixe ensuite la variation de tension maximum sur lalimentation. Plus la variation de tension sera importante et plus on dgradera les performances du circuit, surtout haute frquence. La marge de bruit pour un circuit CMOS est environ de 20% de Vdd et est identique sur ltat haut et ltat bas. Nanmoins, cette valeur est trop importante. En effet, on place en gnral un rgulateur de tension qui doit fournir une tension de sortie constante 2-5 % de Vdd prs, quelle que soit la charge. On choisit donc une variation maximale de la tension dalimentation de cet ordre. On peut donc en dduire une impdance maximale Zmax entre Vdd et Vss.

max

maxmax I

VZ

=

En supposant que cette impdance soit une ractance pure, on choisit une valeur de capacit de telle manire qu la frquence minimale de la bande de dcouplage, limpdance de la capacit soit gale Zmax. Le choix de la frquence minimale peut tre fait en considrant la plus petite frquence de commutation sur le circuit.

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minmaxmin f2Z

1C

=

La figure ci-dessous illustre le choix de la valeur de la capacit de bulk.

Zmax

Fmin Frquence

Impdance

C=Cmin

Dcouplage efficace

C < Cmin

-20 dB/dec

totcapacitif Cf2

1Z

=

Figure 4 Choix de la capacit de bulk

b. Calcul de la capacit de dcouplage Cette capacit sert dcoupler lalimentation dun composant bruyant en la plaant au plus prs des ses broches dalimentation et de masse. Le calcul est similaire au calcul prcdent. Il donne une valeur approprie de la capacit placer. Cependant, dterminer la valeur de la capacit optimale ncessite de connatre parfaitement lensemble des inductances parasites, le placement de la capacit ainsi que la rponse du circuit. Nous nous limitons ici seulement un calcul approch. On commence par valuer la consommation de courant maximale du circuit :

r

DDloadmax t

VCI =

On fixe ensuite la variation de tension maximum sur lalimentation et on dtermine limpdance ou la ractance maximale.

max

maxmax I

VZ

=

La capacit de dcouplage contient une inductance parasite. De plus, les connexions de cette capacit au circuit sont assures par des interconnexions, qui sont aussi inductives. Comme nous le verrons plus tard, les inductances sont problmatiques et rduisent lefficacit du dcouplage. Il est donc ncessaire destimer la valeur de linductance totale prsente sur le chemin de dcouplage Ltot. Dans la suite, nous donnerons quelques formules permettant destimer simplement cette inductance (cf. 4). Comme cette inductance a pour effet de faire crotre limpdance ou la ractance de la capacit de dcouplage, elle fixe une borne suprieure defficacit de la capacit de dcouplage. Cette frquence Fmax est de :

tot

maxmax L2

ZF

=

En dessous de cette frquence Fmax, le dcouplage peut tre assur. On choisit donc une capacit qui prsente au plus une impdance Zmax la frquence Fmax.

maxmaxmin ZF2

1C

=

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Un autre raisonnement peut aussi tre envisag. Linductance mise en srie avec la capacit rsonne une frquence F0. A la rsonance, la ractance de la capacit est minimale et lefficacit du dcouplage est maximale. Il convient de placer cette rsonance la frquence o le circuit produit le plus de bruit. La valeur optimale de la capacit est donc de :

( ) tot20opt

LF2

1C

=

La figure 5 illustre le choix de la valeur capacit de dcouplage.

Zmax

Fmax Frquence

Impdance

C=Copt

Dcouplage efficace

F0

totinductif Lf2Z = tot

capacitif Cf2

1Z

=

C=Cmin

Figure 5 Choix de la valeur de la capacit de dc ouplage

Enfin, il faut aussi judicieusement placer un nombre limit de capacits de dcouplage. Ajouter trop de capacit de dcouplage induit un surcot et nest pas forcment efficace. En pratique, il est possible de tester leffet de capacit en ajoutant et en observant leffet sur la rduction du bruit.

III. Garantir lquipotentialit des interconnexion s rduire les impdances parasites

Toute impdance parasite sur une interconnexion ou un composant traverse par un courant RF cr une diffrence de potentiel. Si il sagit dun courant RF induit par lactivit dun circuit, une fluctuation de potentiel sera cre qui pourra tre lorigine dun rayonnement (cf. 4). La figure 6 montre comment linductance parasite de la connexion la masse dun circuit peut gnrer une fluctuation du potentiel de masse. Ainsi, le potentiel de masse au niveau du circuit ne peut pas tre considr comme constant.

Circuit

VDDVSS

I

I

Power

GNDVVss

dt

dILV VssVss =

Figure 6 Choix de la valeur de la capacit de dc ouplage

Afin de rduire les missions lectromagntiques parasites conduites et rayonnes, il est ncessaire de rduire les impdances parasites, principalement sur les chemins dalimentation et les pistes sensibles. Les parasites lectriques dune interconnexion peuvent tre de 3 types :

rsistif : toute interconnexion prsente une petite rsistance srie, qui induit un chauffement par effet Joule et une diffrence potentiel proportionnelle au courant la traversant. En gnral, les pistes dun PCB sont trs faiblement rsistive, dautant

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plus si elles sont larges. Les pertes rsistives augmentent avec la frquence par effet de peau. La rsistance parasite ne pose pas un problme majeur en CEM, sauf trs haute frquence (effet de peau).

inductif : toute interconnexion prsente une inductance parasite. Celle-ci est dautant plus grande que la section de linterconnexion est faible. Elle varie trs peu avec la frquence. Nous allons y revenir dans la prochaine partie. Les inductances parasites constituent un problme majeur en CEM.

capacitif : la capacit parasite dune piste peut tre problmatique dans le cas de signaux rapides car elle dgrade le temps de monte du signal. De plus, en cas de pistes rapproches, un couplage par diaphonie capacitive peut tre gnr. Une piste agressive peut perturber une piste sensible voisine. Nanmoins, les capacits parasites peuvent aussi tre bnfiques. Ainsi les capacits parasites se crant entre les plans dalimentation et de masse ajoutent de la capacit de dcouplage. En outre, dans des cartes multi couches, un plan de masse et un plan dalimentation superposs gnrent une capacit de lordre de quelques nF, permettant de dcoupler localement le circuit.

Afin de rduire les impdances parasites des interconnexions, il est recommand de rduire les longueurs des pistes. Limpdance parasite est proportionnelle la longueur de la piste. De plus, afin de rduire les rsistances et les inductances parasites sur des pistes vhiculant beaucoup de courant, comme les pistes dalimentation, il est recommand demployer des pistes larges. Dautres critres influent sur le choix dune largeur minimale comme la valeur du courant et limpdance caractristique. Pour les alimentations, utiliser des plans plutt que des pistes est bien meilleur du point de vue CEM. Un plan prsente une inductance et une rsistance quasiment nulle. De ce fait, un plan dalimentation et de masse constitue une trs bonne surface quipotentielle sur la carte. Afin damliorer cette quipotentialit, il convient aussi de limiter le nombre douvertures travers ce plan.

IV. Rduire linductance parasite des interconnexio ns Comme nous venons de le dire, linductance parasite des interconnexions est un vrai problme en CEM. En effet, comme son impdance augmente avec la frquence ( L2Z = ), tout courant RF traversant une interconnexion inductive est lorigine dune fluctuation de tension dont lamplitude crot avec la frquence. Les inductances prsentes sur les chemins dalimentation sont les plus nfastes puisque ce sont sur ces lignes que le plus de courant circule. Calculer prcisment linductance parasite dune interconnexion est toujours difficile en raison de gomtries parfois complexes. De plus, il nest pas toujours possible de pouvoir mesurer limpdance dune interconnexion. Cependant, des formulations analytiques permettent de dvaluer simplement la valeur de linductance dune interconnexion. Inductance dun conducteur circulaire :

= 1a

l2ln

2

lL o

avec : L : inductance de linterconnexion (H) l : longueur de linterconnexion (m) a : rayon de linterconnexion (m) o : permabilit magntique du vide (4.10-7) Dans le cas dune capacit traversante de type radiale ou axiale, la longueur des broches induit une forte valeur dESL. Il est ncessaire de rduire cette longueur ainsi que les vias et les longueurs de pistes de connexion aux plans dalimentation et de masse. Pour cette

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raison, les capacits CMS sont bien meilleures en terme dESL. Dans [Montrose 1996], il est conseill que lESL dune capacit de dcouplage soit infrieure 10 nH, ce qui est toujours le cas en CMS (moins de 1 nH). De plus, il faut la placer au plus prs la capacit de dcouplage du composant dcoupler pour rduire linductance parasite des lignes dinterconnexion. Inductance dune piste de PCB dpaisseur ngligeab le(avec plan de masse) :

+=h4

W

W

h8ln

2

lL o

avec : L : inductance de linterconnexion (H) h : hauteur de la piste par rapport au plan de masse W : largeur de la piste o : permabilit magntique du vide (4.10-7) Cette formulation est valide si W/h < 1.25 et si lpaisseur du conducteur e est telle que : 0.1W < e < 0.8W. Inductance typique des botiers de circuit intgr : Les botiers des circuits intgrs constituent aussi une longueur dinterconnexion qui ne peut pas tre nglige dans le cas de lvaluation de linductance totale. Le tableau ci-dessous donne des valeurs typiques dinductance pour diffrents types de botiers. Les botiers DIL traversants sont les plus inductifs.

Type Inductance typique (nH) DIL 14 broches 7 DIL 24 broches 9 SOIC 14 broches 3.5 SOIC 24 broches 7 QFP 64 broches 5 7 QFP 144 broches 7 10 BGA 64 broches 1.5 - 3

V. Rduire le rayonnement lectromagntique rdui re les antennes non intentionnelles

Toute interconnexion mtallique peut constituer une antenne non intentionnelle. Si elle est traverse par un courant RF ou si son potentiel fluctue, elle pourra mettre de lnergie sous forme donde lectromagntique. Il existe 2 types mcanismes de rayonnement, dcrit sur la figure 7 :

rayonnement induit par une circulation ou boucle de courant, qui est lorigine dun champ principalement magntique (en champ proche).

rayonnement induit par une diffrence de potentiel, qui est lorigine dun champ principalement lectrique (en champ proche).

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Circuit

VDDVSS

I

Champ magntique

CircuitClock

Champ lectrique

Figure 7 - Mcanismes de gnration dmission rayo nne au niveau PCB A gauche : par circulation de courant, droite : par variation de potentiel

En rduisant les forts appels de courant et les fluctuations de tension, on rduit les missions parasites. Une autre solution consiste identifier quelles interconnexions peuvent jouer le rle dantennes et rduire leur dimension. Pour un rayonnement d une boucle de courant, le champ magntique est proportionnel la surface de la boucle et la frquence. Plus la longueur dune interconnexion secoue par une fluctuation de potentiel est grande, plus celle-ci constitue une antenne efficace en basse frquence.

VI. Rayonnement de mode diffrentiel/mode commun Le courant circulant sur une ligne dalimentation ou de signal doit revenir la masse dune manire ou dune autre, c'est--dire aller du potentiel le plus haut vers le plus bas. On distingue 2 modes de circulation du courant :

le mode diffrentiel IDM le mode commun ICM

Les figures 8 et 9 illustrent la diffrence entre ces 2 modes de circulation du courant. Le mode diffrentiel est le mode normal de circulation du courant, qui retourne entirement par le chemin de masse prvu. Cependant, il est possible que le courant ne suive pas le chemin initialement prvu. Par exemple, partir dune certaine frquence, une capacit parasite prsente une impdance suffisamment faible pour offrir au courant un autre chemin de retour vers la masse. A ce moment, les courants circulant sur la ligne dalimentation et la ligne de masse ne sont plus identiques. Un courant de mode commun est cr.

CircuitVDD

VSS

IVdd

IVss

Power

GND

DMVssVdd III ==

CircuitVDD

VSS

IVddPower

GNDIVss

ICM

CMDMVss

DMVdd

III

II

==

Figure 8 - Mode de circulation du courant A gauch e : mode diffrentiel, droite : mode

commun

CircuitVDD

VSS

IDM

IDM

Power

GNDICM

Figure 9 Superposition du mode diffrentiel et du mode commun

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Le courant de mode commun est problmatique car il est difficile de matriser les boucles de circulation de courant, puisque le courant passe travers des interconnexions et des couplages parasites. Par consquent, le courant peut circuler travers de larges boucles et ainsi tre lorigine dun fort rayonnement. La plupart des problmes de CEM proviennent dune mauvaise matrise des chemins de retour du courant la masse, c'est--dire de courants de mode commun. Par dfinition, la circulation du courant en mode diffrentiel est lorigine dun rayonnement de mode diffrentiel, alors que la circulation de courant en mode commun est lorigine du rayonnement de mode commun.

VII. Rduire les boucles de courant Le courant de mode diffrentiel est lorigine dun rayonnement de type boucle de courant. Il sagit du mode le plus simple rduire puisque la boucle dans laquelle circule le courant est connue. Comme le rayonnement est proportionnel au courant qui circule, la taille de la boucle et la frquence, il suffit de rduire la taille de cette boucle. Au niveau PCB, plusieurs techniques peuvent tre employes pour rduire les boucles de courant. Celles qui nous intressent le plus sont les boucles de courant dalimentation, circulant travers les lignes dalimentation et de masse. Pour rduire la surface de la boucle de courant, il convient dabord de router des lignes dalimentation et de masse les plus courtes possibles et de manire adjacente. Ensuite, il convient de placer de manire judicieuse les capacits de dcouplage. En observant le modle distribution de lalimentation au niveau PCB prsent la figure 10, on distingue 2 boucles. La premire correspond la boucle de distribution de lalimentation qui fournit le courant DC au composant et la capacit de dcouplage. La deuxime boucle correspond la boucle de dcouplage. Celle-ci est parcourue par un courant haute frquence provenant de lactivit de charge/dcharge du composant. Ce courant doit rester contenu dans cette boucle pour rduire lmission rayonne de mode diffrentiel. Pour cela, la capacit de dcouplage doit offrir un chemin de faible impdance.

RgulateurCircuit

VDD

VSS

Capacit de dcouplage

Boucle de distribution dalimentation

Boucle de dcouplage

Figure 10 - Modle de distribution de lalimentatio n et contrle des boucles de courant

La surface de la boucle de dcouplage doit tre rduite. Un placement judicieux de la capacit de dcouplage le permet. La figure 11 prsente 2 exemples de placement de capacit de dcouplage.

CircuitVDD

VSS Capacit de dcouplage

MAUVAIS

CircuitVDD

VSSCapacit de dcouplage

BON Figure 11 - Placement de la capacit de dcouplage pour rduire la boucle de dcouplage

Lutilisation dun plan de masse permet de rduire les boucles de courant de retour la masse. En effet, il permet de disposer dune connexion la masse de trs faible impdance au plus prs du composant. Dans la partie suivante, nous reviendrons sur les bienfaits de lutilisation des plans de masse pour la CEM.

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Le rayonnement de mode commun provient aussi de boucle de courant, mais contrairement au rayonnement de mode diffrentiel, les boucles dans lesquelles le courant circule sont mal matrises et difficiles identifier. Si une de ces boucles peut tre identifie, il est prfrable de chercher empcher le courant demprunter ce chemin parasite que de rduire la surface de cette boucle. La solution la plus simple consiste garantir la plus faible impdance possible sur le chemin de retour la masse (plan de masse !).

VIII. Plan de masse Comme nous lavons dj mentionn, un plan de masse assure une connexion de trs faible impdance vers la masse, mme haute frquence (plusieurs centaines de MHz), ce qui rduit les fluctuations de tension de masse, les courants de mode commun et, selon la connexion au plan de masse, la surface de la boucle de courant diffrentiel. Il pourra donc un grand nombre de problmes CEM. Un plan de masse constitue aussi un plan image pour tous signaux. Comme le montre la figure 12, si un plan conducteur de faible impdance reli la masse est plac directement sous une piste vhiculant un signal, le retour du courant seffectuera par le plan, le courant sera concentr sous la ligne. Cela est particulirement vrai haute frquence. On parle de plan image car ce plan cr une image anti-symtrique du courant.

A basse frquence

I

Piste Plan de masse

Retour de courant

A haute frquence

Piste Plan de masse

Retour de courant

I

Figure 12 - Retour du courant sur un plan de masse image en fonction de la frquence

Avec un plan image, on sassure que le retour du courant se fait au plus prs du signal aller rduisant ainsi la surface de la boucle de courant et le rayonnement de mode diffrentiel. Plus la piste sera prs du plan image, plus le rayonnement sera rduit. En effet, la boucle de courant est verticale et sa surface est dpendante de la longueur de la piste et de la hauteur entre la piste et le plan de masse. Nanmoins, lefficacit de ce plan risque dtre rduite si il est trou. Tant que la taille des ouvertures reste faible (par rapport la longueur donde), la dgradation du plan de masse sera ngligeable. Par contre, si une ouverture importante est prsente sur un plan de masse sous une piste, alors on risque de modifier le chemin de retour de courant. Limpdance du chemin de retour de courant risque daugmenter ainsi que le courant de mode commun. De plus, le courant de retour aura tendance contourner louverture, qui se comportera alors comme une antenne fente. La circulation dun courant HF autour de cette ouverture risque de produire un rayonnement lectromagntique. Une fente dans un plan de masse se comporte comme une inductance srie de 1 nH/cm [Dunand 2000].

IX. Techniques de mise la masse Nous avons vu quil tait ncessaire de rduire les longueurs dinterconnexions et augmenter les largeurs des pistes de masse pour rduire les missions lectromagntiques. Il est aussi ncessaire de sassurer que la technique employe de mise la masse empchera les courants bruyants de circuler dans des zones sensibles. Il existe 2 techniques principales de mise la masse [Montrose 1996] :

simple point ou en toile : lalimentation et la masse de chaque circuit sont spares et ne sont raccordes quen un point. Cette technique permet de matriser le passage du courant de retour de masse. Cependant, la surface de la boucle de courant est maximale. Cette technique est approprie pour du design analogique, o des circuits sensibles doivent tre isols de circuits bruyants. Par contre, cette mthode ne doit

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pas tre adopte pour du design digital dont les frquences de fonctionnement dpassent 1 MHz. Il existe 2 variantes de cette technique (fig. 13) :

simple point srie : les composants sont chans ce qui rduit la surface de la boucle de courant, mais il faut faire attention lordre du chanage. Les circuits les plus sensibles doivent se trouver en amont pour que leur rfrence de masse ne soit pas perturbe par le courant consomm par les circuits bruyants. Elle est proscrire dans le cas dapplication digitale consommant de forts courant, puisque cette solution maximise lamplitude des fluctuations de masse.

simple point parallle : la perturbation mutuelle des circuits est rduite au prix dune surface occupe plus importante. Lamplitude des fluctuations de masse est rduite compare une connexion simple point srie.

Rgulateur Circuit 1 Circuit 2 Circuit 3VDD

VSS

VDD VDD

VSS VSS

I3I2+ I3I1+I2+ I3

L3L2L1

dt

dIdIdILV 32111

++=dt

dIdILVV 32212

++= dt

dILVV 3323 +=

Li : inductance des pistes de masse

Rgulateur Circuit 1 Circuit 2 Circuit 3VDD

VSS

VDD VDD

VSS VSS

I3

I2

I1L3

L2

L1

dt

dILV 111 = dt

dILV 222 = dt

dILV 333 =

Figure 13 - Technique de la mise la masse simple point srie ( gauche) et parallle ( droite)

multipoint : la mise en place de chaque circuit se fait en diffrents points. Cette technique requiert lutilisation dun plan de masse. Elle permet de rduire limpdance du chemin de retour de courant ainsi que la surface des boucles de courant. Cette technique est prconise pour des applications digitales rapides.

Rgulateur Circuit 1 Circuit 2 Circuit 3VDD

VSS

VDD VDD

VSS VSS

I3L3L2L1

Plan de masse

I2I1

Figure 14 - Mise la masse multipoint

X. Blindage des pistes sensibles Les pistes parcourues par des courants HF et secoues par des diffrences de potentiel HF constituent des pistes agressives, car elles rayonnent beaucoup dnergie et peuvent perturber des pistes voisines par couplage diaphonique (capacitif ou inductif), augmentant alors le courant de mode commun. Les pistes dhorloge sont les pistes les plus agressives et il convient de les isoler des pistes sensibles telles que des entres analogiques ou des pistes dalimentation. Pour rduire leur rayonnement parasite, il convient de diminuer la surface quivalente de la piste. Afin de rduire le couplage diaphonique, on doit sparer les conducteurs perturbateurs des autres, sans pour autant gaspiller trop despace. Une rgle empirique pour rduire le couplage diaphonique est la rgle des 3W [Montrose 1996], qui consiste laisser un espacement de 3 fois la largeur de la piste entre 2 pistes voisines. Pour rduire le couplage diaphonique entre une piste agressive et une piste sensible, il convient aussi dviter quelles soient parallles sur des longueurs trs importantes, comme le montre la figure 15. Enfin, si une piste est trs agressive, il est possible de blinder la piste en ajoutant de chaque ct des pistes de garde connectes la masse. Ces pistes crent un cran

TP CEM Dcembre 2011

A. Boyer

lectrostatique contre le champ rayonn par la piste, rduisent le couplage diaphonique et favorisent le retour par la masse des boucles de courant.

Piste agressive

Pistes sensibles

MAUVAIS

Piste agressive

Pistes sensibles

BON

Espacement = 3W

Figure 15 - Rduction du couplage diaphonique entre pistes

XI. Rgles diverses Dautres rgles existent, mais qui ne seront pas prsentes ici, car elles ne pourront pas tre mises en uvre par les tudiants, comme lutilisation de ferrite. Nous ne traiterons pas leffet du placement de cbles externes. Voici quelques rgles supplmentaires qui peuvent aider rduire lmission rayonne. Il convient de ne pas router en bord de carte. En effet, les pistes rayonnent plus par effet de bord. Il est possible de placer un anneau de garde connect la masse autour de la carte pour viter les effets de bord, au risque de perdre de lespace de routage. La surface de cet anneau doit tre de 3 largeurs de piste [Dunand 2000]. Ensuite, il convient de ne pas faire des pistes angle droit. Cela a pour effet daugmenter linductance parasite des pistes ainsi que leur rayonnement, tout en crant une rupture dimpdance. Lutilisation de sockets nest pas recommande. Outre le fait quils ajoutent une valeur importante dinductance parasite, ils loignent le composant du plan de masse, rduisant leffet rducteur du plan image sur le rayonnement. Enfin, la surface de la boucle de courant verticale est augmente.

XII. Bibliographie [Zhao 2004] Y. Zhao, K. Y. See, A Practical Approach to EMC Education at the Undergraduate Level , IEEE Transactions on Education, Vol. 47, No 4, November 2004 [CISPR25 22] CISPR 25, Radio Disturbance Characteristics for the Protection of Receivers used on Board Vehicles, Boats, and on Devices Limits and Methods of Measurement , August 2002 [Montrose 1996] M. I. Montrose, Printed Circuit Board Design Techniques for EMC Compliance, IEEE Press, 1996, ISBN 0-7803-1131-0 [Dunand 2000] P. Dunand, Trac des Circuits Imprims, Dunod, 2000, ISBN 2-10-005954-8