主題文章2

0.15μm 砷化鎵 pHEMT 製程製作的18-26 GHz寬頻射頻,本地振盪源及中頻接收機An 18-26 GHz Receiver with Wideband LNA, LO and IF in a 0.15μm GaAs pHEMT Process余宗一

國立交通大學電子工程學系

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摘　要

本研究將介紹使用 0.15μm砷化鎵 (0.15μm GaAs pHEMT)製程應用於 K頻帶接收機的晶

片設計，射頻端的低雜訊放大器包含了三級共源極放大器且在射頻的頻段中有雜訊匹配最

佳化。混波器是採用了單級平衡式混波器，其中差動端輸入的本地振盪源 (LO)採用可做於

晶片內部的馬相巴倫 (Marchand Balun)，此外輸出端使用主動式巴倫來合併 8 GHz的中頻

(IF)。此晶片面積為 1000μm×2500μm，在室溫下有轉換增益約為 20dB而整體功耗約為

140mW。寬頻的中頻頻寬有更詳細的雜訊量測步驟已經完成，其轉換增益對量測溫度雜訊

Tn也會被探討。此接收機電路會應用於焦面陣列的結構中，所以緊密低溫接收機模組是迫

切需要的設計條件。

Abstract

The research describes the progress of a K-band receiver in the WIN 0.15μm GaAs pHEMT

process. Its low noise ampli�er (LNA) contains three stages of common-source transistors, and

the noise performance has been optimized over the intended bandwidth; the following mixer

uses single-balanced transistors when an edge-coupled Marchand balun provides the required

18-26 GHz di�erential-mode local oscillator (LO). The active balun is used for combining 8GHz

intermediate (IF) signals. Its on-wafer conversion gain at room temperature is about 20dB while

the noise temperature is close to 300K, using overall power consumption of 140mW, and the

chip area is 1000μm×2500μm. A close inspection on the wide-IF-band noise measurement

procedure is also provided and the impact of conversion gain on the measured Tn is explored.

This receiver circuit will facilitate the construction of large focal plane arrays which compact

cryogenic receiver modules are in urgent demand.

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奈米通訊NANO COMMUNICATION 24 卷 No. 4

0.15μm 砷化鎵 pHEMT 製程製作的18-26 GHz寬頻射頻,本地振盪源及中頻接收機

前　言

寬頻接收機已經長期被安裝在衛星上來觀察地球

環境以及應用於地面為基地的無線電天文望遠鏡來觀測

銀河系的電磁波譜，舉個例子，在 K頻段中重要的無線

電信號包含了 C3H2在 18.343 GHz，H2O在 22.235 GHz，

NH3在 23.694、23.723、23.870 GHz，及 CH3OH在 25.018

GHz。而 SiO在 42.821、43.122 GHz, 及 CS在 48.991 GHz

則在 Q頻帶。除了在科學上應用，隨著資料傳輸率急遽

提升，寬頻毫米波接收機也已經在工業界受到重視以及

準備好應用，特別是在 V頻帶以及 5G的應用。因應中國

科學院上海天文台的 65公尺無線電望遠鏡觀測操作頻率

可到達 50 GHz，因此本研究將會探討我們 K頻段接收機

晶片的設計方式。

至今，多數微波以及毫米波低溫接收機應用於射電

天文望遠鏡建立於各別封裝好的電路，像是低雜訊放大

器，混波器，及濾波器等重要元件，可以即時地修復或

更換來維持操作上最好的效能。然而，隨著即將成熟的

大型焦面陣列，合併部分前端電路將會變得重要，因為

封包完整的接收機在此應用上需求數目龐大 [1-2]。雖然

CMOS技術能夠提供最完整的積體電路整併，但考量到

操作在極低溫的環境下其雜訊表現需要先被釐清，且先

進 CMOS技術的製作費用相對較高也是阻礙著研究的進

行。相較之下，砷化鎵 pHEMT是較容易負擔的起且低溫

忍受度是早已被證實過。事實上，砷化鎵及磷化銦低雜

訊放大器在低溫環境中可以改善其雜訊表現，這也解釋

了為何被如此廣泛的應用於電射天文接收機使用。過去

使用 0.15μm及 0.1μm砷化鎵 pHEMT製程有一連串低

溫微波及毫米波低雜訊放大器已成功地被發展 [3-4]，現在

我們深入探討將整併砷化鎵低雜訊放大器及混波器於同

一顆晶片上，此做法有一立即的優點是可以將中間級衰

減器及鐵磁絕緣器 (為了要抑制在低雜訊放大器以及混

波器中間的駐波，因為混波器的輸入阻抗不再是 50 歐

姆 )移除掉因為可以忽略低雜訊放大器及混波器的實際

距離

K頻帶接收機設計與其特性

和應用於功率放大器(PA)所使用的WIN-PP15製程比

較，0.15μm的PL15砷化鎵pHEMT中PL15有較好的雜訊表

現，因此也被用拿設計我們的接收機電路。如圖1和2所

示，射頻低雜訊放大器是由三級2x75μm共源極放大器

組成且其輸入匹配及溫度雜訊已經最佳化。用源極退化

及閘極與汲極之間的電容Cgd回授，來維持整體頻寬的輸

入阻抗以及溫度雜訊最佳化[5]。因為只有兩層金屬(嚴格

說，只有一層金屬和一層選擇性的空橋)可被用於砷化鎵

製程，如果使用變壓器回授作為輸入阻抗匹配機制，適

合的佈局設計將會變得很困難實現，相同的原因，雙平

衡混波器被應用時不僅需要兩相鄰的巴倫來轉換射頻訊

圖 1　 18~2 6GHz接收機的照片。

關鍵字／Keywords ● 低雜訊放大器、混波器、巴倫、砷化鎵、接收機

● LNA、Mixer、Balun、GaAs、 Receiver

圖 2　 18~26 GHz接收機的電路。

主題文章2012

號以及本地振盪源，也需要適當的設計四個中間級混波

器的電晶體走線連接，而以上都是可以用於矽技術但無

法用於砷化鎵，因此我們採用單平衡混波器，其中差動

本地振盪源來自邊緣耦合巴倫。理想上，馬相巴倫的Ｓ

參數可以由耦合因子Ｃ及穿透因子Ｔ來表示成以下式子

(1)

及

(2)

與

(3)

C=1⁄√3 是標準50歐姆系統中最好的本地振盪源巴

倫，由於沒有反射波回輸入端，也就是說，所有的輸入

功率都平均地分布在兩輸出端，然而，巴倫的端點2及端

點3現在是連接在混波器中電晶體閘極的地方，且其輸出

為電壓而不是功率，因此我們必須考量到是否有效地輸

出在混波器上的電晶體，50歐姆負載的巴倫必須重新調

整，並用混波器的電晶體當作負載。圖3說明晶片內嵌入

的巴倫共模與差模電壓增益，其中差模增益使用dB來定

義

(4)

其共模的增益是將上式V2-V3改為V2＋V3。在標準的

50歐姆環境中輸入和輸出端，完美巴倫會有 趨近

於0dB和 ，這是有一連貫的功率增益定義。

因為混波器電晶體是主動式偏壓，偏壓於Vds ≠ 0 及

Vgs ≈VT (臨界電壓)，而電晶體的本地振盪源調變互導可以

被模組化為

(5)

Vgs和本地振盪源振幅決定了Gm1，因此閘極為射頻訊

號的地端且施加一射頻電壓於源極

(6)

在汲極引導出了中頻電流源為

(7)

假設每顆混波器電晶體等效中頻的負載阻抗為

，則對應到汲極端的中頻電壓源為

(8)

因此，射頻到中頻的轉換電壓增益以dB表示為

(9)

現在本地訊號源作用於被放大的射頻訊號源來轉換

降頻成差模的中頻訊號源。

為了要單端輸出的中頻輸出，主動式的巴倫被用來

合併差模訊號[6]，此巴倫是利用共源極放大器與共汲極放

大器組成，藉由模組化Gm和Zds，則輸出電壓VC可用下式

表示

(10)

上式VA為共汲極電晶體的閘極電壓，VB為共源極電

晶體的閘極電壓，而ZL為等效負載阻抗。

(11)

因此，差模中頻訊號 (VA=-VB) 會被輸出，而共模中

頻訊號則 會被抑制住，為了要有相同的轉導來達到最好

圖 3　 馬相巴倫差模與共模的電壓增益，實線是巴倫輸出端負載

為混波器，而虛線則是輸出端負載為 50歐姆。

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奈米通訊NANO COMMUNICATION 24 卷 No. 4

0.15μm 砷化鎵 pHEMT 製程製作的18-26 GHz寬頻射頻,本地振盪源及中頻接收機

的共模抑制效果 (CMRR)，兩顆電晶體被偏壓在Vgs=0，是

利用大電阻將閘極與 源極連接(相較之下，CMOS 為VDS=0

)，很明顯地，上述的推 導僅在低頻時Cgs被忽略時有效，

在高頻時考量到Cgs會造成混波器兩端輸出負載不同，因

此增加了差模中頻元件來給主動式巴倫。 為了更加抑制

本地振盪源漏出，分路腳線(Shunt Stub)被嵌在中頻 輸出

端。接收機晶片面積為 1000μm×2500μm。射頻端低

雜 訊放大器需要 2V及-0.4V 給汲極與閘極偏壓，而混波

器需 要 3V及-0.35V。整體功率需求為 140mW而低雜訊放

大器 佔 45mW，混波器需要 10mW而中頻主動式巴倫佔

85mW。 三組疊接的 G-S-G 100um 射頻探針和一組 6 角

的 DC 探 針(有 100um針)被用在載台上量測，自動化測試

是利用 Labview程式。圖4所示三種不同頻率本地振盪源

的轉換增益，由射頻、本地振盪源及中頻組成可以明顯

看出此接收機的頻寬，有8GHz的輸出頻寬，標準4~6 GHz

或4~8 GHz的上下邊轉換模組可以被用來處理中頻訊號。

在雜訊量測上，適當的校正需要被先處理，雜訊來源為

雜訊系數分析儀(NFA)本身或任何在放大器後的部分(接收

機與雜訊系數分析儀之間)可以被是當地移除。假設雜訊

係數分析儀的溫度雜訊以及功率增益為 和

，而接收機的下邊帶及上邊帶的溫度雜訊及功率增益各

別為 及 ，使用冷熱負載方法，量測

中頻輸出功率 和 作為校正階段表示如下，

以標準化如

(12)

和

(13)

而 and 是雜訊源等效冷/熱雜訊溫度在

指定的中頻頻率，因此我們可以得到對應的Y參數如

(14)

或

(15)

同樣地，在雜訊量測階段，我們可以推得

(16)

和

(17)

而 及 是從外部來的雜訊源，而

和 是量測到的中頻輸出功率，假如 ，我們

可以 、 ; 、

和 除此之外，像是我們寬的中頻帶接收

機，我們需要轉換增益比的溫度雜訊來表示我們的溫度

雜訊源

(18)

和

(19)

而 和 可以由先前轉換增益量測取得。當然，

假設雜訊源輸出是和頻率無關的，微小的差距將變成多

餘的。同樣地，假設 ，則比例將會變成簡單的平

均，現在我們定義成

(20)

和

(21)

圖 4　 當本地振盪源為 18,22,26 GHz時，18~26 GHz接收機的轉

換增益。

主題文章214

因此，我們有

(22)

或是，經過整理得

(23)

明顯地，為了移除雜訊系數分析儀所貢獻的雜訊，接收

機的增益必須先知道。雖然功率增益可以直接量測 和

而獲得，但也可透過其它方法來得到 ，如下式

(24)

因此，接收機的量測功率增益為

(25)

總而言之，四種雜訊量測， 和溫度雜訊源 及等比

例的 一起量測，將可以有充分的資訊來決定接收機

的溫度雜訊。因為市售雜訊源的ENR幾乎都是固定常數

值，所以我們可以合理假設量測所得的等比例溫度雜訊

( )和推導而來的ENR有相同的溫度雜訊。有了轉換增益

資訊( 和 )，我們將不必知道雜訊源本身的等比

例溫度雜訊，這將大幅簡化雜訊量測步驟。然而，還是

必須要知道接收機的溫度雜訊推導是由上邊帶以及下邊

帶的轉換增益比例而得來，如同式子(15)，而量測到的功

率增益都是平均功率增益，如同式子(16)。

量測窄頻的中頻寬如圖5，而曲線1~3對應到的是

fIF ＝0.4、0.6以及0.8 GHz，由於晶片上的DC阻隔電容是

有限的面積，所以fIF 小於0.6 GHz的轉換增益有變小的趨

勢，這也造成溫度雜訊的提升。圖6為本地振盪源頻率

分別為fLO = 18、20及22 GHz所量測的寬中頻溫度雜訊，

用來量測的安捷倫雜訊源到26 GHz都有效，這決定了射

頻訊號的上邊界頻率。當本地振盪源為fLO = 26 GHz在量

測時接收機的轉換增益便沒有衰減，所以當射頻率為24-

26 GHz，較高的溫度雜訊應是來自前級低雜訊放大器本

身。

結 論

本研究利用 0.15μm砷化鎵 pHEMT製程已完成設計

與量測 18~26 GHz寬頻接收機，此接收機是由射頻低雜

訊放大器以及單平衡混波器所組成，其中差動輸出的本

地振盪源是由晶片內部巴倫所提供。更深入地探討關於

寬頻的中頻頻帶的溫度雜訊表示法也已經被提出，因此

詳細地描述量測溫度雜訊的理論是可以被製作的，此接

收機在低溫優良的特性將近期內被預期應用在射電天文

儀器。

圖 5　 中頻頻率為 0.4、0.6、及 0.8 GHz時，接收機的溫度雜訊。

圖 6　 本地振盪源頻率為 18、20、及 22 GHz時，接收機所量測

的溫度雜訊。

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0.15μm 砷化鎵 pHEMT 製程製作的18-26 GHz寬頻射頻,本地振盪源及中頻接收機

參考資料

[1] D. Glynn, R. Nesti, J.G. Bij de Vaate, N. Roddis, E.

Limiti, ”Realization of A Focal Plane Receiver System

for Radio Astronomy Applications,” in 2009 Europen

Microwave Conference, Rome, Sep. 2009.

[2] D. B. Hayman, T. S. Bird, K. P. Esselle, and P. J. Hall.

“Expermental Demonstration of Focal Plane Array

Beamforming in a Prototype Radiotelescope,” IEEE

Trans. Antenna Propagation, vol. 58, no. 6, pp. 1922-

1934, June 2010.

[3] Y. Chen, B. Li, K.-L. Wu, and R. Hu, “Characterization

of Cryogenic Wideband LNA Using WIN 0.15um

GaAs pHEMT Process,”Proceedings of Progress in

Electromagnetics Research Symposium, pp. 300-302,

March 2013.

[4] Y. Chen, Z.-K. Li, K.-L. Wu, B. Li, and R. Hu,

“Microwave and Millimeter-wave Cryogenic Wideband

LNA Design and Characterization,” in 2015 Asia Pacific

Microwave Conference, Nanjing, Nov. 2015.

[5] R. Hu and S. Weinreb, “A Novel Wide-band Noise-

Parameter Measurement Method and its Cryogenic

Aapplication,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,

vol. 52, no. 5, pp. 1-10, May 2004.

[6] J.-H. Yu, C.-H. Liao, C.-H. Hsieh, R. Hu, D.-C. Niu,

“77-110 GHz 90nm-CMOS receiver design,’ in 2013

Asia Pacific Microwave Conference, Seoul, Nov. 2013.